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1、华中科技大学研究生院高效率双管正激变换器的研究、课题来源、意义、目的、国内外概况与预测如何提高电能的利用率一直是电力电子领域最为重要的研究方向，而且必将成为未来该领域研究热点，并在某种程度上决定电力电子技术未来的兴衰命运。DC/DC变换技术一直是开关电源技术的重点，也是开关电源技术发展的基础。DC/DC变换是开关电源的基本单元， 其他各种形式的变换电路都是 DC/DC变换电路的演变。DC/DC 变换技术的发展伴随着开关电源技术发展， 也是发展最快的电源变换技术之一。 所以，研究 高效率DC/DC变换器对电力电子技术的发展具有重要意义。在各种隔离式DC/DC变换器中，单管正激变换器由于具有电路结
2、构简单、成本较低、输 出电流大、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合，更成为低压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但由于主开关管电压应力较大而不适合输入电压高的场合。传统双管正激变换电路使得正激电路的主开关电压应力减小了 一半左右，但是受复位机制的限制，它的工作占空比只能小于0.5,不适合电压范围较宽的场合。且开关管工作在硬开关状态下，开关损耗大，在不断追求高频化的今天，显得不合时宜。本着最大可能提高电路效率的原则，本文着重研究了一种高效率双管正激变换器。目前，通常采用的磁复位方法主要有以下几种:(1)采用辅助绕组复位；(2)采用RCDT位；采用LCDT位；(4)采用谐振复位；(5)采
3、用有源钳位复位。1、辅助绕组复位正激变换器图一所示的单端正激变换器的隔离变压器有三个绕组：一次绕组N1、二次绕组N2和去磁绕组N3。在TOn时间内，T导通，D2导通，Di、D3截止，电源向负载传递能量，此时，磁通增量为=(Vd / Ni) Ton =(Vd / Ni) DTs ,输出电压为 Vo = N2 / Ni Vd 。在随后的Toff时间内，T阻断，D2截止，D1导通续流，D3导通向电源回馈能量。如果在整个Toff时间内，D3都导通，则磁通的减少量最大值为9 = Vd(1-D)Ts/N3,输出电压为vo =0,此时开关管T两端的反压为VD +N1/N3 VD。为了使磁通完全复位， E ，
4、即D MN1 /N1 N 3 ,变换器输出直流电压平均值为N2/N1 DVDo采用复位绕组法实现了变压器磁化能量无损地回馈到电网中去，其不足是：功率开关承受两倍的电源电压应力；占空比D 0.5,不适合宽输入电源电压场合：复位绕组使变 压器结构复杂化；需加RC缓冲网络抑制变压器漏感引起的功率开关关断电压尖峰。2、RCD钳位正激变换器阶段一：功率开关开通，整流二极管D1导通、钳位二极管 DC和续流二极管D2截止；阶段二：功率开关关断，D2将开通，Di中电流逐渐减小，D2中电流逐渐增大，Cs近似地 看成由负载折算到原边的电流线性充电；阶段三：UCs上升到Ui, D1关断，D2导通，CS继续由励磁电流
5、充电，一直到阶段结束时Ues =Ui Ucc； CS i CC阶段四：Dc开通，Ucs保持在Ui +Ucc值上，变压器原边电流即励磁电流以线性下降到零；阶段五：励磁电流衰减到零，De关断，励磁电感Lm与Ce开始谐振；阶段六：Ues = Ui, Di开通，励磁电流通过 Di流动而保持恒定，这段死区时间变压器端 电压为零。采用RCD钳位的磁复位方式的单端正激变换器结构简单，成本低廉，占空比大于 0.5, 主开关管的电压应力较低，不需要辅助开关管。 但是，由于在复位电路中的钳位电阻消耗能量，使得变换效率变得很低。在一些对效率要求不高或对成本要求严格的电源中，通常应用RCD钳位的变换器。3、LCD钳位
6、正激变换器阶段一：开关管导通，D4导通，由于电感L的作用，使得开关管的电流开始缓慢上升 ，开通损耗大幅度减小，电容C开始储能，电压开始上升至电源电压 VD ；同时，D2导通，D1截止, 变压器向负载传输能量。阶段二：开关管关断，此时开关管两端的电压为电源电压减去电容两端电压为零，由于感抗的存在，一次侧电流不能立即变化，于是，流经电容C和二极管D3，此时电容开始放电，电压开始缓慢变化直到改变极性，这样限制了开关管两端电压的增长速率，以便使开关管的关断损耗大幅度减小。阶段三：当一次侧电流下降到零时，电容反向充电到最大值，接下来电流反向，电容开始放电，能量反馈回电源。无损LCD缓冲网络技术可将磁化能
7、量和漏感能量返回到电网中，保证了变换器高效率；但该技术在开关频率 fs = 30kHz时便暴露出其缺点，其原因是过大的LC谐振电流增加了功率开关导通损耗，因此它通常应用在 fs = 20kH z场合。4、谐振复位正激变换器阶段一：开关管Qi开通阶段，流过整流二极管 Di的电流增加，续流二极管D2的电流减小励磁电流开始线性上升，阶段一结束时，D2的电流减小到零，由Di代替D2给负载供电。阶段二：阶段二为功率输出阶段 ，能量通过变压器由输入电源传送给负载。励磁电流继 续上升。阶段三：阶段三为开关管 Qi关断阶段，开关管的结电容 Cs被充电，续流二极管的结电容放电。阶段三结束时刻，续流二极管D2自然
8、导通。阶段四：在此阶段中，变压器漏电感上存储的能量继续给Cs充电。阶段四结束时刻，变压器漏感上的能量全部传递到 Cs上。由于阶段四的时间很短 ，可以认为励磁电流基本不变。阶段五：阶段五为磁复位阶段 ，在此阶段中，励磁电感Lm与结电容Cs谐振工作。结电容上储存的能量回馈给电源和变压器电感，完成磁复位。阶段六：阶段六为死区阶段，在此阶段中，D1和D2同时导通，副边绕组被箝位在零位，因此原边绕组电压也为零，变压器的励磁电流保持不变。谐振复位法的主要优点是不需要任何附加的磁复位元件，而是直接通过励磁电感和主开关管的寄生电容就可以实现变压器复位。该复位方法所需要的元器件最少，因此采用该复位方法的正激变换
9、器体积小。 在变换器体积相对要求严格的分布式电源中得到广泛应用。同时变压器励磁电流可沿正负方向流动提高了磁心利用率，其工作的最大占空比可以大于0.5。但是和RCD,附加绕组复位一样存在死区的问题。5、有源钳位正激变换器1 +Vo阶段一：王开关管T1导通，此时，D2导通，D3截止，变压器向负载传输能量。阶段二：Ti关断，变压器一次侧电流对电容 C2充电，当C2上的电压达到电源电压 Vd后，D2关断，D3导通，变压器二次侧电流降至零。 C2上的电压继续上升，当达到钳位电压 D3时，D3导通，一次侧电流开始给钳位电容 &充电，直至下降到零。辅助开关管丁2应在D3导通 期间开通以实现零压导通。阶段三：
10、T2导通，当D3上流过的正向电流下降到零后 ，电容G通过T2放电，变压器一次 侧电流由正值变为负值。阶段四：T2关断，谐振电容C2放电，其初值等于Ci放电电流的终值。谐振电容 C2、电源VD和变压器励磁电感(包含变压器漏感)形成有初值的LC皆振回路。如果C1上的电压能谐振到零，并在此时刻使导T1通,则可实现主开关管T1的零压导通。通过对有源钳位正激变换器工作原理的分析可知，有源钳位正激变换器的优点是：(1) 主开关和钳位开关均可实现零电压开通；(2) 主开关电压被钳住，一周期内小于或等于电源电压与钳位电容电压之和，减小了电 压应力；(3) 变压器磁心可靠自动磁复位，无须另加复位措施；(4) 变
11、压器励磁电流可沿正负方向流动，磁心工作于磁化曲线第一和第三象限，提高了 磁心利用率；(5) 占空比可大于0.5。和其他无源钳位(RCD钳位或谐振钳位)正激变换器相比，复位时间更短，电压利用率更高，主开关管电压应力更小，效率可提高6%10%。-有理格位行了 诸而七位-rBI111- I35250300350400RGD及位90.793792.390 5仃泡粕位94 d J1 95.295.394 a- 宣举电仓94 4r 94.994 794 6Input UNtaggV二、预计达到的要求、技术指标、预计技术关键、技术方案和主要实验研究情况1 .预计达到的要求及技术指标输入电源：300 50V输
12、出电压：24V输出电流：10A开关频率：100kHz效率：85%以上2 .预计技术关键和技术方案和主要实验研究通过对以上单管正激电路的复位方式的比较，有源钳位技术有着其明显的优越性，将这种十分成熟的复位技术应用到传统双管正激电路中，即演变出一种宽范围双管变换电路， 称之为有源钳位双管正激变换电路。该电路结合了有源钳位技术和双管正激的优点， 实现了最 大工作占空比能够大于 0.5的优点，而且功率开关管的电压应力较小。驱动UCC3580阶段一：能量传递主开关管导通（由后面的分析可知，此时主开关管的体二极管导通，因此为ZV开通），钳位开关管关断，能量从输入端传送到输出端。阶段二：谐振主开关管关断（其
13、结电容电压为零，为软关断），两个主开关管的结电容与变压器励磁电感谐振，电容电压上升至 VS,励磁电流达到最大正值，之后，励磁电流开始下降，2继续对两个主开关管结电容充点，变压器两端电压反向。 fTr2CI阶段三：钳位当结电容电压上升到 Vs VC时，钳位开关管的体二极管导通，此时使钳位开关管2阶段四：谐振钳位开关管关断，主开关管结电容与变压器励磁电感再次谐振，电容电压下降，当下降至 时，励磁电流达到反向最大，结电容电压继续下降，变压器原边绕组存在正偏2电压，使副边两个二极管同时导通， 磁化能量可能被转移输出， 但由于变压器漏感可有效延 滞该转移，结电容电压可被泻放至零， 此后，主开关管体二极管
14、导通为反向的励磁电流提供 回路，并等待主开关管重新导通。(1) 占空比的确定根据一个周期内滤波电感上伏秒值相等可知,Vs(；70)3 =VtofN又 T = ton - toff可得Vston VsDNT - N当主开关管开通时，变压器原方绕组所承受的电压为VS,截止时，原方绕组承受的反向电压为钳位电容C上的电压VC，假设C足够大，则在主开关管截止期间，可以认为VC保持不变，则根据伏秒值相等可以得到Vston =VCToff则Vc = Vs(2)主开关管上承受的电压应力为：Vds =Vs Vc = Vs1 -D为了保证输入电压最大和最小时，主开关管上承受的应力相等，可得VSmin1 -Dmax
15、VSmax1 - Dmin(4)由式(1)可知：Dmax=SV0口由所=赛VminV max综合式(3) (4)可得：ZVsmaxVsmin350 250.N 二二 6Vo(Vsmax Vsmin)24 (350 250)DmaxNVoVmin6 24250= 0.576DminNVoVmax6 24350= 0.411(2) ZVS开关频率提高后，可以减小变压器及滤波电路的体积，但同时也会带来大的开关损耗， 有源钳位突出的一点优势，是能够实现主开关管和钳位开关管的零电压开通。首先，合适的钳位电容和变压器一次侧电感参数，是实现 ZVS的一步，变压器一次侧电 感对零压软开关范围影响很大，太小则不
16、能实现小电流时的软开关，太大则影响最大输出功 率，因此应根据输出电流调节范围选择恰当值 ；其次，根据有源钳位正激变换器的工作原理可以知道，当一次测电感和钳位电容参数确 定后，欲使得主开关管实现ZVS导通，还应合理设计阶段四中钳位开关管关断至主开关管开 通的延迟时间。当钳位开关管关断后，激磁电感Lm与结电容，进行谐振，延迟时间必须大于 1/4个谐振周期，这样结电容上的电压才会谐振至零，即+2二 LmCSt2 -4另一方面，阶段二中，合适的选择从主开关管关断至钳位开关管开通的延迟时间t1,可以使得钳位开关管也实现零电压导通，t1的范围比较宽，确定起来也就比较简单，只要保证在主开关管关断后结电容充电
17、到钳位电压使钳位开关管导通即可。(3) 副边整流续流二极管为了减小副边整流续流二级管的导通压降，采用肖特级二极管(SBD,如果为了进一步提高效率，也可采用自驱动式同步整流。(4) 高频变压器高频变压器是整个电路中十分重要的一个环节，它对整个电路效率的影响也是很大的。可采用，PC砰面变压器(PCB Planar Transformer) 这种变压器采用平面的 RM日型铁氧体 磁芯，选用高频功率铁氧体材料制成， 在500700千赫兹高频下有低的磁芯损耗。 在绕组结 构方面，由于高频集肤效应影响和要求通过大电流，普通的绕线技术己不能适应。新设计的绕组采用多层印刷电路板叠合而成， 这种设计有低的直流电
18、阻、低的漏感和分布电容，可满 足设计要求；而由于RM1磁芯良好的磁屏蔽，可获得抑制射频干扰的良好效果。查阅文献主电路设计及参数计算 电路仿真及参数修改 PCB板制作及试验测量 实验结果分析及论文撰写三、课题研究进展计划2005年9月2005年12月2006年1月2006年3月2006年4月2006年5月2006年6月2006年8月2006年9月四、现有条件、人员及主要设备情况人员：主要设备：计算机一台万用表一台示波器一台电子元件若干五、需要添加的主要设备仪器正激电路、钳位电路常用元器件及芯片六、经费概算及来源自筹七、承担单位和主要协作单位及分工八、指导老师评语参考文献1陈坚 高等电力电自技术，
19、高等教育出版社，2004, ( 12), 81832张占松，蔡宣三开关电源的原理与设计，电子工业出版社，2005年7月3 Moshe Domb MODIFIED FORWARD CONVERTER YIELDS BEST IN CLASS PERFORMANCE FOR ISOLATED DC-DC BRICKS Proceedings of IEEE , 20044龙轶伟，朱志明有源钳位单端正激零压软开关技术，电焊机杂志，2002年1月 第32卷第1期5 G.A.Karvelis,M.D.Manolarou,P.Malatestas,S.N.Maninas,Analysis and desi
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