一种带有谐波控制器的三相并网逆变器系统的研究.pdf

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1、浙江大学硕士学位论文 摘要。 A B S T R A C T 目录 目录 第l 章绪论 I l 3 1 1 全球新能源的发展3 1 2三相并网逆变器的概述。4 1 2 1发电系统的电力电子接口5 ，2 2 勃哮诒撇术6 1 3 选题意义及主要研究内容9 J 3 J选题索屹9 J 3 2 主嬲窑卢夕名葺9 第2 章三相并网逆变器系统主电路参数和结构设计 2 1主电路参数设计1 1 2 J ，主鲁硌躺J J 2J 2 耢久蘑泼鲁客的竣萨J 2 2 J 3主劢摹：矛关管钐搀劳J 2 2 J 4 耢凹游泼器的货才J 3 2 2主电路结构设计2 0 2 3本章小结2 1 第3 章 三相并网逆变器系统的控

2、制系统设计 3 1 引言2 3 3 2基于同步旋转坐标下P I 和P R 控制器的电流控制2 3 3 2 1逆变器系统开环特性2 3 3 2 2系统控制结构和参数的设汪2 6 3 3新型同步旋转坐标下谐振控制器2 9 3 3 J 原理F 撕2 9 3 3 2Z 岁欺多鲁赁参缮纂3 D 3 4控制系统硬件设计3 5 浙江大学硕士学位论文 3 4 J D S P 控励叛的旋炉3 5 3 4 2妄矛关筹j l 锄祭护鬯路的投栌粥 3 4 3 删蛊莹黝玲匀：3 9 3 5控制系统软件设计4 0 3 6本章小结4 4 第4 章三相并网逆变器系统的辅助电源设计 4 1辅助电源方案现状4 6 4 2工作原理

3、分析4 7 4 3变压器的设计5 0 4 3 J 霓压器结构的泼栌5 D 4 3 2 霓压器参我的发萨5 J 7 4 4实验结果5 3 4 5本章小结5 4 第5 章总结与展望 5 1工作总结5 6 5 2工作展望5 6 参考文献 攻读硕士学位期间所发表的论文 致谢 5 8 2 6 4 浙江大学硕士学位论文 1 1 全球新能源的发展 第1 章绪论 近年来，面对能源危机，各国对新能源的投资大幅度的增长，新能源的发展 前景被一致看好。尽管短期内新能源还无法替代传统化石能源，但世界范围内资 源的供需紧张以及全球为应对气候变化而对温室气体排放所做的限制为新能源 发展铺就了宽广的道路l l 】。 进入新

4、千年以来，新能源成为关系能源安全、气候安全、经济增长的重要问 题。但时至今日，新能源的提法仍然比较笼统，也没有标准的定义。实际上，新 能源中的各种能源形式很少有人类从未开发和使用过的。所谓新能源，只不过是 人们在不同语境中针对不同的参照系而赋予某些能源形式的一种模糊定义。从不 同能源形式的相互替代角度来看，相对于传统的化石能源( 煤炭、石油、天然气) 而言，新能源的形式为非常规能源或者非化石能源，如太阳能、地热能、风能、 海洋能、生物质能和核聚变能等能源形式。化石能源是不可再生能源，发展新能 源的重要目的之一是替代传统化石能源，以实现人类使用能源的可持续性。 从不同能源形式的温室气体排放来看，

5、传统的化石能源是高排放( 高碳) 能 源，其在燃烧过程中要产生大量的温室气体( 主要是二氧化碳) ，并称谓全球气 候变化的主要原因之一，新能源则大多为低排放( 低碳) 能源，因此又被称为清 洁能源、绿色能源。实际上，新能源能够替代部分化石能源就相当于实现了减排。 不过，清洁能源还包括对传统化石能源进行去碳化改造，使其成为更加清洁的能 源形式，因此清洁能源技术的发展就至关重要【2 1 。 新能源的定义并不是一个特别重要的问题，重要的问题是，新能源要作为替 代能源，实现人类摆脱化石能源依赖的目的；新能源要作为清洁能源，实现人类 在用能过程中减少排放的目的；新能源要作为一个新的经济增长点，实现人类摆

6、 脱金融危机，推动经济增长的目的。 新能源获得快速发展有三个关键的影响事件：一是新世纪以来化石能源的紧 缺和价格的高涨；二是联合国政府气候专门委员会( I n t e r - g o v e r n m e n t a lP a n e lo f C l i m a t eC h a n g e ，I P C C ) 在2 0 0 7 年发布第四份气候变化评估报告，确认人类活 动“很可能”( 9 0 以上) 是导致全球气候变化的主要原因；三是始于2 0 0 7 年的 全球性金融危机，各国为了刺激经济，都把新能源产业当作一个新的经济增长点。 表1 1 【3 】列举了部分国家制定的新能源的开发目标

7、，从中可看出各国都制定了明 确的目标，大力发展新能源的利用，减小现有一次能源的消耗比例，减小对不可 浙江大学硕士学位论文 再生能源的依赖。 表1 - 1 部分国家制定的新能源开发目标 2 0 0 4 年2 0 1 0 年2 0 2 0 年2 0 5 0 年 美国风电比例约为可再生能源利风电比例将达 1 用率为7 5 5 ，可再生能 源发电比例 2 0 加拿大将风电产量提水电比例将达 高5 倍7 6 德国风电比例为风电比例为可再生能源发可再生能源发 4 ，可再生能1 2 5 电比例将达电比例将达 源发电比例为 2 0 5 0 8 英国可再生能源发可再生能源发可再生能源发 电比例为电比例为1 0

8、电比例将达 4 3 2 0 法国可再生能源发可再生能源发可再生能源发 电比例为电比例为电比例将达 6 8 2 2 1 5 0 日本可再生能源产可再生能源发到2 0 3 0 年，可 量占能源需求电比例为再生能源利用 的3 1 3 5 率将达2 0 韩国可再生能源利可再生能源利 用率为2 1 用率为5 中国风电比例约为可再生能源发风电比例将达可再生能源发 O 2 ，可再生电比例为2 ，可再生能电比例将达 能源占能源消 5 3 源发电比例达3 0 ，2 1 0 0 年 费总量1 0 1 2 将达5 0 1 2 三相并网逆变器的概述 可再生能源发电作为新能源发展的核心，得到了各国的广泛重视。三相并网

9、逆变器作为发电系统重要的电力变换环节，继而也成为核心中的核心。 4 浙江大学硕士学位论文 1 2 1 发电系统的电力电子接口 为了将能量输出电压转变为满足并网要求的交流电压，需要电力电子接E 1 作 为功率转换和调节的系统。人们提出了各种接口电路，按照结构的不同可以分为 单级，双级，多级结构；按照是否电气隔离可以分为隔离型和非隔离型；按照电 源类型可以分为电压源型和电流源型，单相和三相。 图1 1 ( a ) 表示了三相电压源逆变器( V o l t a g eS o u r c eI n v e r t e r ，V S I ) ，其优 点主要是具有简单的结构，效率高，成熟可靠的驱动和控制技

10、术；缺点主要是输 入直流电压较高，不能直接应用于一些燃料电池、光伏等低输入电压的场合，为 了满足最大功率点电压下的并网要求，输入电压需要在很大范围内波动，这样会 增大逆变器的功率等级。 图1 1 ( b ) 表示了三相电流源逆变器( C u r r e n tS o u r c eI n v e r t e r ，C S I ) ，其优 点主要是同时实现升压和逆变，适用于直流低压的场合；缺点主要是能量只能单 向流动，传统开关管串联二极管实现电压反向阻断，导致了较高的器件导通损耗， 当输入电压波动很大，增大了逆变器功率等级。 匦醯 ( a )( b ) 图1 - 1v S I ( a ) ，C

11、S I ( b ) 另外还有一些多级拓扑，如前级采用升压( B o o s t ) 型直流到直流( d c d c ) 变流器，后级采用三相逆变器( 如图1 2 ) ，或者级联多电平逆变器( 如图1 3 ) ， 各自均有其优缺点【4 】- f 6 】。 图l - 2 两级变流器 浙江大学硕士学位论文 c b 一2 姒父 - 弋 图1 - 3 级联多电平系统 可以从发电系统结构看出，三相并网逆变器一直扮演着十分重要的角色，是 不可或缺的组成部分。 1 2 2 功率控制技术 对于并网逆变器来说，因为输出电压为电网电压，所以其输出功率控制主要 是通过输出电流的调节来进行控制。图1 _ 4 为包含了有

12、功和无功功率的控制【7 】， 其中有功功率调节环可以作为同步旋转坐标下d 轴参考电流，无功功率调节环可 以作为同步旋转坐标下q 一轴参考电流。 图l - 4 电流调节并网功率控制 输出电流跟踪输出正弦电网电压，一种控制是采用同步旋转坐标下的比例积 6 薹冬 浙江大学硕士学位论文 分( P r o p o r t i o n a lp l u sI n t e g r a l ，P I ) 控制方法【8 】 三相交流信号通过坐标变换转 化为了直流信号，所以能实现无静差的跟踪，如图1 5 。同时可以加入解耦补偿 和电网电压前馈来改善控制性能。这种控制的缺点主要是难于用在单相系统，繁 杂的坐标变换过

13、程容易引起误差导致低次谐波抑制力差。 图1 _ 5 同步旋转坐标下的系统控制 另外一种控制是在两相静止坐标下的谐波补偿加比例谐振组合的控制方法 【9 】，三相无中线系统中，由于三相电流之和为零，所以只需要控制两相即可，如 图1 6 。在静止坐标下，参考信号为正弦信号，P I 控制器在基波频率处无法具有 足够大的增益，因此配合上比例谐振( P r o p o r t i o n a lr e s o n a n t ，P R ) 控制器在基波 频率处具有无穷大增益，就可以实现无静差。 图1 - 6 两相静止坐标下P I + P R 的系统控制 还有一种是三相静止坐标下的控制方法，三相独立控制，该

14、控制通常应用于 高动态响应的滞环控制器或者无差拍控制器，如图1 7 【1 0 】。 浙江大学硕士学位论文 图1 - 7 三相静止坐标下的系统控制 输出电流的谐波含量是我们很重视一个技术指标，这样就需要专门设计谐波 补偿器进行谐波补偿【l l 】，图1 8 表示了同步旋转坐标下带正序5 次谐波电流补偿 器的控制系统。 ：。S 坎耍口呼谮嫒补馁一 图1 - 8d q 坐标下带正序5 次谐波电流补偿器的控制系统 这里可以利用之前提到的P R 控制器，在需要减小的谐波频率处增加一个补 偿器，理论上就可以实现任何谐波频率处增益都为无穷大，极大的减小输出电流 的谐波含量【1 2 1 。如图1 - 9 ，将

15、谐波补偿器和主控制器并联可以有效的减小输出电 流的谐波含量。 8 浙江大学硕士学位论文 图l 呻带谐波补偿器的控制 1 3 选题意义及主要研究内容 1 3 1 选题意义 随着世界能源的紧缺，开发新能源己经迫不及待。三相并网逆变器系统作为 新能源发电系统中重要的组成部分成为众多学者和工程师研究的重点。三相并网 逆变器本身效率高，结构简单等优势，已在很多领域得到广泛的应用。所以现在 主要的研究热点在于提高并网电流的质量，孤岛检测，软启动保护等方面。本文 对三相并网逆变器系统硬件与软件的设计进行分析，以及提高并网电流质量问题 进行研究，对研究和工程都有非常积极的意义。 1 3 2 主要研究内容 论文

16、各部分主要内容包括： 第一章通过简要描述现在世界能源问题，从而说明新能源发展的必要性和重 要性。介绍了三相并网逆变器系统发展的历程和现状，以及本文所研究的相关控 制方法问题的背景和现状。 第二章主要介绍三相并网逆变器系统的主功率部分硬件的设计，包括各主要 元器件的选择，参数的设计，以及实际系统的结构设计。 第三章介绍三相并网逆变器系统控制部分的设计，包括硬件和软件的设计， 9 浙江大学硕士学位论文 以及对三相并网逆变器系统进行建模后，系统零极点补偿的设计和减小输出电流 谐波含量的控制方法的仿真与实验验证。 第四章介绍三相并网逆变器系统的辅助电源的设计，包括对高压大功率场合 辅助电源方案的历史和

17、现状进行阐述，对输入串联输出并联多路输出反激电源的 原理进行了分析和试验验证。 第五章对本文的研究工作进行了总结和展望。 l O 浙江大学硕士学位论文 第2 章三相并网逆变器系统主电路参数和结构设计 2 1 主电路参数设计 2 1 1 主电路结构 现在比较常用的三相并网逆变器主电路拓扑有两种【1 3 】，一种是六开关管三 桥臂的三相桥式逆变器，如图2 1 。另外一种是由三个单相逆变器组合成的三相 逆变器，如图2 2 。 图2 - 1 三相桥式逆变器 A B C ， 苫I 拈一酉1 厅 ( 2 - 4 ) T s 碣- ， 7 乃 ( 2 - 5 ) 把a b c 静止坐标系转换到邳坐标系下(

18、转换矩阵为下式) ： 压 k 印2 、亏 1 1 1 22 o 巫一鱼 22 再转换到同步旋转坐标系d q o 下( 转换矩阵为下式) ： = I 卜c o ，s 删c o t 伽s i n m 捌t 则变为： - 吼dr q j 碍1 阱专卧三- o l r , k 。 1 4 ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) 浙江大学硕士学位论文 t 出= c 。，幸 ： + c I uI 岫 拳 耄 c 2 - 9 ， L 1 L q JL d q J 简化模型等效电路如图2 - 4 。 0 t 赴 I 一 1 仍乞D L q1 L d d dI q 图2 - 4d q o 旋转坐标系下L

19、 型滤波器三相并网逆变器的简化模型等效电路 L 型滤波器结构简单，控制器的选择比较灵活，控制器的设计比较容易，但 由于单电感滤波的滤波性能有限，如果需要很好的谐波抑制效果，比较依赖控制 器的性能。 2 1 4 2L C 型滤波器 图2 5L c 型滤波的三相并网逆变器系统结构 如图2 - 5 为L C 型滤波器的三相并网逆变器系统的拓扑，主拓扑与L 型滤波 器基本一样，只是为L C 滤波，c 2 为输出并网滤波电容。 选择L 1 电感电流工和c 2 电容电压v o 为状态变量，根据电路原理有： = 厶警+ ( 2 - 1 0 ) 匕= 坠R + Q 警 罢 笔 = 去 差 一i 1 蓬 丢 基

20、 = 壶 窆 一志 鎏 纠刊幸目 转换到d q o 旋转坐标下为： 旦d t L 么i 。, j = 壶奎 2 一虿1 幸 芝 一 三苫 乏 划1 ；= _ 面1 忖酬oJLv。 t d c = 。 。 宰 ；： + I L dI L q 三： D d v 血 匀 ( 2 1 1 ) ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 - 1 5 ) ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) 厂 a 一国q 屯半q ( 图2 6d q o 旋转坐标系下L C 型滤波器三相并网逆变器的简化模型等效电路 一般应用L C 型滤波器是在独立或者并网两种情况都可以运行，这样可以实 现逆变器

21、的多样化，但是由于工作模式的切换，系统设计相对比较复杂，同时在 设计并网模式下控制器需要考虑电容电流的影响，因为在输出功率低时，进网电 1 6 浙江大学硕士学位论文 流需要跟踪零变化但是不等于零，电感电流也不为零，电容电流由逆变器和电网 共同提供，所以输入到电网的电流相位超前于电网电压，会对电网造成影响。另 外，如果不是并网，需要独立运行，则输出电容值不会小，所以综合起来这个电 容很难选择，或者需要其他更复杂的控制器设计来补偿这个电容造成的影响。 2 1 4 3L C L 型滤波器 l P | ，| 矗 L C 型滤波器基本一样，只是为L C L 滤波，L 2 为输出并网滤波电感。 选择五，Y

22、 o g i 。为状态变量，根据电路原理有： = 厶幸掣+ V o a b ( 2 1 8 ) k = + c 2 丝d t ( 2 - 1 9 ) = 厶幸警+ ( 2 2 0 ) 丢 差 = 去木 兰 毒一去幸 莲 c 2 - 2 ， 丢 莲 = 击宰 差 一忐事 莲 c 2 忽) 1 7 浙江大学硕士学位论文 丢 塞 = i 1 幸 莲 一i 1 兰 纠讣圈 丢 芝 = 珥1 + 瓮 + 一瓦1 芝 一 三了 芝 他d - - I J 1 ：= _ 丽1 忖酬- 彩l L - 甜匹1 忖瓦1 木L - 拙I - o l F 乙k t 盘= 。 。 ；： + I L dI L q 三： (

23、 2 2 3 ) ( 2 2 4 ) ( 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) 见 图2 - 8d q o 旋转坐标系下L C L 型滤波器三相并网逆变器的简化模型等效电路 L C L 型滤波器比L C 滤波器多引入了一个电感，主要是让这个电感与滤波电 容对前一个电感输出的电流中含有的高频开关纹波进行阻抗分流，电容为高频成 分提供低阻通路，这样就有效地减小了输出并网电流的高频含量。但又由于滤波 电容的引入增加了开环系统传递函数的极点，使系统阻尼减小，从而其在谐振频 率处的谐振峰值很大，这样会增加输出并网电流中高次谐波的含量，所以还需要 考虑谐振峰的影响，总

24、体来说L C L 型滤波器可以提供比较好的滤波效果，控制 方法上也有很多可以选择，但控制结构相对比较复杂。 1 8 浙江大学硕士学位论文 2 1 4 4 滤波器参数和选材 对于L C 型滤波器，在电感和电容之积确定时，电感越小，逆变器的输出阻 抗越小，越不容易出现过调制，对非线性负载的适应性越好。确定电感和电容参 数所依据的设计指标有四个：一是输出电压谐波含量；二是滤波器的基波电压增 益指标，即在输入电压最低，负载最重，感性负载，功率因数最低的情况下，输 出电压仍能达到额定值，不发生过调制；三是空载输入基波电流指标，使空载损 耗不能太大；四是负载适应性指标，对非线性负载的适应性最好。从这四个指

25、标 可以看出，对于并网逆变器来说，因为输出电压为电网电压，所以只需要注意其 中有关输出电流和损耗的指标。 采用L C 型滤波器的逆变器实际上可以看作降压型( B u c k ) 电路，其输出电 感的设计也可以类似B u c k 型变换器输出电感的设计方法。对于逆变器的滤波电 感来说，流过电感的电流纹波最大的时候为输出电压过零的时候，因为可以根据 电感公式： 三事竺= z x U( 2 2 9 ) 厶f 其中u = 一，L 为滤波电感值，A i 为电流纹波值，厶为开关时间， 为直流输入电压，圪为输出电压。可以得出当输出电压为零是最大的电流纹波 ： k = 轰 ( 2 - 3 0 ) 磊为开关频率

26、。 一般我们取最大电流纹波为输出电流有效值的5 2 0 。这样就可以求出需 要的电感值，再根据L C 滤波器的转折频率设为开关频率的1 1 0 ，即 三一：五 ( 2 3 1 ) 2 n “ 撕Z 1 0 一 这样就可以得出电感和电容的容值。 对于L 型滤波器电感的设计也可以按照L C 型的电感设计方法来设计。 而如果是L C L 型滤波器，则可选取电容吸收2 5 的无功功率，逆变器侧 的电感可以参照之前电感的设计，电网侧电感可以设计为电感上的压降不超过电 网线电压有效值的5 1 0 。在相同谐波衰减下，L C L 型滤波器总电感值( 两个 1 9 浙江大学硕士学位论文 电感值之和) 要比L

27、型滤波器的电感值小得多。 在磁芯的选择上，因为磁芯有比较大的直流偏磁，纹波电流小，相应的磁通 密度摆幅也比较小，磁芯交流损耗就比较小。因此磁芯的磁通密度选择得越高越 好，当然不能饱和。这样，普通损耗较大的高饱和磁通密度磁材料也可以作为滤 波电感。例如，高饱和磁通密度的合金带，硅钢片D G 3 0 0 5 m m 以下的带料；又 如铁粉芯，K o o l1 t ( 铁硅铝粉芯) ，可以减少成本和尺寸，但磁芯损耗将变大。 对于比较常用的非晶合金磁芯和铁氧体磁芯来说，非晶合金磁芯导磁率高， 温度特性好，同样的电感值体积小，但是电阻率没有铁氧体高，高频损耗比铁氧 体差，噪声比铁氧体高，成本高。可以根据

28、需要选择合适的磁芯。 磁芯大小的计算可以根据两种比较常用的方法，一种是面积乘积法( A P ) ， 另一种是几何参数法( ) ，本文介绍A P 法【1 6 】。 A P 法可以根据公式： ，、上 A P = 墨：兰：1 9 ：r ( 2 - 3 2 ) I 尻事K 宰K ， 其中，A P 为磁芯铜窗、磁芯截面积的乘积( e r a 4 ) ，L 为电感值，I 为流过 电感的电流峰值，瓦为磁芯工作磁感应强度，为窗U 1 有效使用系数，玛为电 流密度系数，X 是与铁心型式有关系数。 算出A P 值后，就可以根据各磁芯厂商的产品使用手册上各磁芯的参数来选 择合适的磁芯。 电感的绕线可以根据公式： f

29、 ：型竺K( 2 3 3 ) 4 i 为电流有效值，d 为线圈截面直径( 衄) ，K 为电流类型系数。 对于电流比较小的时候可以选择漆包线，如果是电流比较大则可以选择丝包 线等绝缘和电流能力比较高的线圈。 电容材料的选择可以用一些专门用于交流侧滤波的薄膜电容，来有效的吸收 高频电流成分。 2 2 主电路结构设计 在电力电子电路中功率电路恶劣的电磁暂态特性会对功率器件容量的充分 2 0 浙江大学硕士学位论文 利用造成严重的影响，甚至会导致器件的失效，降低装置的可靠性。在大功率变 流器系统中的主功率回路杂散参数的大小主要由直流支撑电容、母线排( 各种连 接件) 和开关器件共同决定，对功率回路的瞬态

30、性能和可靠性有着至关重要的影 响【1 7 1 。 大功率场合可以采用专业的机械设计软件如U n i g r a p h i c s ( U G ) ，来协助结构 的设计，通过对整个系统的实体建模和模拟装配，可以比较直观的观察到设计的 结果，并进行改进。利用这种辅助软件可以对所有的器件进行准确的定位，对后 期的装配和互联母线排的制作提供了很大的帮助。 变流器系统中的主功率连接部分都是用互联母线排的方式来进行连接的，降 低互联母线的寄生参数，可以有效的降低开关器件在开通和关断时的电压电流应 力，大功率场合互联母线排的结构主要有两种： 1 平行排列 这种方式连接简单，互相之间没有绝缘问题，但是电流环

31、路面积大，寄生电 感也就越大。所以这种方式制作成本低，加工方便，对电压尖峰的抑制有一定的 效果，一般应用在功率较大但性能要求不是很高的场合。 2 层叠 层叠的方式可以增大铜板的面试，大大的减小电流环路的面积，有效地降低 寄生电感，但是其对绝缘方面就有了更高的要求。通过相关工艺将导电层和绝缘 层加工在一起，这样可以获得较小的层间距离，降低环路的寄生参数。综上来说， 层叠母线排有如下的特点： 1 1 减小寄生电感，扁平铜板可以极大的减小自感，层叠的多层钢板中流过 相反方向的电流，可以相互抵消产生的磁场； 2 1 降低电磁干扰，大面积的铜板可以对电磁干扰和辐射干扰都有屏蔽性能， 可以很好的改善器件的

32、电压电流尖峰来降低电磁干扰。 3 ) 改善主功率回路的热分布特性，层叠的结构具有一定的热传导性能，有 利于变流器系统的散热。 本文中的实验系统因为只有6 K W 的满载功率，所以对热的设计不用特别设 计，但是最基本的环路面积小，层叠母线排等设计还是很好的应用和设计的。整 机样图见附件。 2 3 本章小结 本章主要分析了三相并网逆变器系统主功率部分各器件的参数设计与结构 设计。主拓扑结构介绍了三相桥式逆变器和组合式三相逆变器各自的优缺点；分 2 1 浙江大学硕士学位论文 析了各种功率半导体器件的特点，详细介绍了伊M 在现代电力电子系统中的应 用优势；对三种滤波器结构：L 型滤波器，L C 型滤波

33、器，L C L 型滤波器分别进 行的详细的建模分析，根据各自不同的优缺点选择合适的应用场合，这个会在后 面控制部分章节有更加详细的比较和分析；对输入输出电感，输出电容参数以及 材料的选择有比较详细的分析；还有对系统结构的设计，互联母线排的设计都有 相应的阐述。 浙江大学硕士学位论文 3 1 引言 第3 章三相并网逆变器系统的控制系统设计 三相并网逆变器系统由于输出接公共电网，所以有相对稳定的电压幅值和频 率，逆变器需要采用功率控制模式，按照给定的有功以及无功功率，采取必要的 电流波形控制技术，独立地向电网输入高质量的电流，并网电流的谐波含量是衡 量逆变器并网运行的一项非常重要的指标。表3 1

34、为I E E ES t d 1 5 4 7 规定的最大 谐波并网电流百分比。 表3 - 1I E E ES t d 1 5 4 7 规定的最大谐波并网电流百分比 谐波次数h h 4 l ，矗、 。、罗7 、翠岁 nO 支、，支、 r 7 偷涮f ，, “ J U 2 l l l 是杏、，硷测u j n 是番 、r 。譬丫罗7 丫7 h0 ，一检测、 ，锰测、 r ，一“ J a b ，U b c ，U c a 是，1 1c c a 箍、，r 。通、宁，。 1、宁7， n0 7 ：= = 是否在启动范 L 是否t 1 一作范= = ： ， 影、y “0 Y 匹Y E S 1rJ、r 软启动程序置

35、 置S Y S _ F L A G 为4 停 X S Y S _ F L A G 为I 置S Y S _ F L A G 为2 S Y SF L A G 为3 止逆变器工作 h0 ， 、 r 图3 - 2 9 系统状态及保护程序流程 4 3 浙江大学硕士学位论文 厂柚 图3 - 3 0 软启动程序流程 锁相环采用了三相同步坐标下的锁相方法，如图3 3 l 。首先将三相静止坐标 转换为三相旋转同步坐标，对于对称的三相则喵为0 ，P I 控制器可以看作环路滤 波器，用来控制该变量，控制器输出则是电网频率。该控制算法能同时跟踪电网 的频率和相位，具有良好的电网谐波、缺口等各种扰动的抑制效果。 王矽

36、+ l 巧，鼍+ P 吕 讼 L 卜 拼胁H ! 悟 a h c d q l 。 环路滤渡器 厂习 ， 7 ，Il 崩r _ 3 6 本章小结 图3 - 3 1 锁相环的实现框图 本章主要对三相并网逆变器系统的控制系统的原理，硬件设计，以及软件设 计进行的详细的介绍。 通过对三相并网逆变器系统主功率电路的建模，合理设计P I 和P R 的参数， 可以得到期望的系统的频率响应特性。还介绍了一种新型的谐振补偿控制器，能 够实现正序和负序的谐波消除。 浙江大学硕士学位论文 详细介绍了控制系统硬件电路的设计，包括D S P 控制板，主开关管驱动保 护板以及采样电路，辅助电源电路会在第四章有详细的介绍。

37、 最后详细阐述了控制系统软件部分的设计，包括采样，保护，电网相序检测， 软起，锁相环等程序的流程设计。 4 5 浙江大学硕士学位论文 第4 章三相并网逆变器系统的辅助电源设计 4 1 辅助电源方案现状 随着高压大功率电力电子装置的广泛应用，对系统辅助电源小型化、可靠性、 隔离等级的要求也越来越高。目前，高压大功率辅助电源方案大致可以分为电压 母线和电流母线供电两种，其他的基本都是从另外的市电经过隔离来得到辅助电 源。 电流母线模式H 门虽然只需要一根电流母线，不过为了得到这根母线需要进行 一系列的变换，如图4 - 1 为一个比较典型的拓扑结构，1 部分是整流，2 部分是 半桥逆变，3 部分是双

38、B U C K 产生恒流，最后可以把这个恒流源变为一个交流的 电流母线。这样就可以利用这个交流母线，采用磁环作为功率变压器，交流母线 采用具有超高压隔离性能的电缆，穿过所有的磁环，磁环副边取出交流电流的功 率信号，再经过设计的恒流源稳压电路模块，则可以成为一路辅助电源，这样就 可以在任何需要辅助电源的地方接一个磁环和后级变换电路模块就可以得到想 要的辅助电源了。这里可以看出电路变得十分复杂。 图4 - 1 电流源型辅助电源拓扑 对于电压型H 羽，虽然目前最大问题就是在系统高压下的绝缘以及输入电压能 否承受过高电压的问题，但是无论是交流电压母线还是直流电压母线，只需要直 接从主功率电路的直流母线

39、或者交流母线取电作为辅助电源的输入源即可，结构 相对电流源型就简单了很多。 浙江大学硕士学位论文 4 2 工作原理分析 输入串联输出并联( I n p u t S e r i e sO u t p u t - P a r a l l e l ，I S O P ) 变换器特别适合用于 高输入电压的功率变换场合，关键问题是保证各个模块的输入均压和输出均流。 目前，针对各种变换( A C D C ，A C A C ，D C A C ，D C D C ) 组合结构，开展了较 多的研究H 3 H 4 5 1 。控制方法上除了输出电压环以外主要有：采样输入电压和各模 块的输出电流的三环控制H 3 1 ；采

40、样各模块输入电压或输出电流的双环或主从控制 1 ；以上都是各模块开关管有各自的驱动信号，结构复杂。还有一种是采样一个 模块的输出电压和输出电流的控制方法H 钔，且所有模块对应位置的各开关管共用 驱动信号，结构简单，但是由于电流环是采样输出电感电流，考虑电路寄生参数 的影响，和如果输出为多路输出时，使得采样一路输出电感电流不能完全与开关 管的电流变化吻合。 本文采用了电压型取电方法，特别适合于串联模块的大功率系统，因为可以 从每一模块单独取电，对电压隔离的要求会相对较低。采用了多路反激模块组成 的I S O P 变换器，辅助绕组电压反馈和原边开关管电流反馈的控制方法，省掉了 光耦隔离，相当于完全

41、没有从副边采样反馈信号，从而提高了系统的绝缘性和可 靠性，主电路结构如图4 - 2 。 每个整流器模块由一个全桥不控整流加一个D C 变换器组成，D C 变换器选 择了反激拓扑，文献 4 5 提到所有模块的开关管都使用同一个占空比信号来驱 动，根据系统的自适应调节原理可以实现输入电容的均压。但是其采样输出电感 电流作为电流内环的反馈，是仅限于输出只有一路的情况，当输出为多路时，如 果只是采样其中一路输出的电感电流，由于漏感的影响，开关管原边的电流大多 数会传递到漏感最小的那一路，导致采样不准确。所以本文提出了一种直接采样 原边开关管的电流作为电流内环反馈的控制方法，这样即使每路输出漏感不同也

42、不会对反馈信号产生影响。 从图4 2 可以看出，只有第N 模块有控制系统，其他模块都是直接用的第N 模块的驱动信号。第N 模块是采样辅助绕组上的电压构成电压外环生成电流内环 的基准，电流内环则是采样原边电流。 4 7 浙江大学硕士学位论文 _ J 图4 - 2 采用原边电流反馈的I S O P 系统 为了简化分析，下面以两个模块的系统进行稳定性原理分析。图4 - 3 为单个 反激变换器的小信号模型，圪为输出稳态电压，D 为稳态占空比，厶为输出稳态 电流。 浙江大学硕士学位论文 图4 - 3 反激变换器小信号模翌 此处分析主要是考虑输入电压扰动对系统的影响，所以假设输出电压在整个 输入电压变化小

43、扰动时为恒定值，然后将输出稳态电压圪转换为了输入稳态电压 K 。，所有的受控电压源转换为了受控电流源，并且都移到了交压器的一边省掉 了变压器。通过变换可以得到图4 4 的模型：两个反激模块组成的I S O P 系统的 小信号模型。 虬1 7 1 1 2 D 2 s L 2 n 2 2 D 2 图4 - 4 两个模块组成的I S O P 系统的小信号模型 根据图4 4 的模型，基于电路原理有式( 4 1 ) 和( 4 - 2 ) 吲沪t 砑o l r z l + 而n a 2 D V , 1 一躁揪沪 鲁卜，。) 以沪柏H 而0 2 n 2 + 梳一选O - D ) s 姒旷窿卜，件2 ， 所以

44、( 4 - i ) 一( 4 - 2 ) 有 4 9 浙江大学硕士学位论文 。( s ) 一：( s ) = 量三芎 兰乏铲+ 兰丛兰荨掣一兰! 帮) d ( s ) + 警卜，一 鲁卜， 3 ， 从( 4 3 ) 可以看出，输入端电压如果出现扰动，则各输入电容上的电流也 会发生变化，这是一个负反馈的过程，比如当，神有一个正扰动，则v i n ，有一个 负扰动，式( 4 3 ) 的右边就为正，说明i 拥，是正扰动，f 耐是负扰动，即当电容 C 2 上电压增大时，其上的电流就会减小，充电变慢，而C l 上的电流增大，充电 更快，所以最终会趋于稳定。 另外，当两个模块的变压器变比不同，励磁电感不同

45、，系统也会最终达到一 个稳态“嗣。同样，其他的一些电路寄生参数引起的各模块之间的不同，也不会对 系统产生失衡的影响。不过当占空比不同时，由于输出电压相同，所以只能要求 输入电压不同，极端情况下电压会最终加到一个电容上，失去I S O P 系统输入分 压的功能。 4 3 变压器的设计 4 3 1 变压器结构的设计 变压器的设计在反激变换器特别是多路反激中起着至关重要的作用，图4 5 为多绕组变压器的模型m 3 ，三，为励磁电感，l u N 为第M 绕组与第N 绕组之间的漏 感。 图4 - 5 变压器扩展悬臂模型 浙江大学硕士学位论文 根据电路原理有任意副边输出电流政变化率为 魂。 11111 云= 瓦_ + 一n k 他l = k 吃+ 瓦石t +