倍频单极性SPWM调制法逆变器设计..pdf

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1、目 录 1 设计要求 1 2 逆变器控制方式选择 1 3 方案设计 2 3.1 系统总体框图 . 2 3.2 主电路的设计 . 3 3.3 DSP的选取 4 3.4 驱动电路的设计 . 5 3.5 采样电路 . 6 3.6 保护电路 . 6 4 元件参数计算 7 4.1 输出滤波电感 Lf、滤波电容 Cf的选取 . 7 4.2 变压器的设计 . 8 4.3 功率开关的选择 . 8 5 仿真结果 9 5.1 驱动波形 . 9 5.2 功率开关器件两端的电压波形. 10 5.3 逆变器输出波形 . 10 6 结论 11 参考文献 12 电力电子技术课程设计（论文） 1 1 设计要求 主要内容：利用

2、倍频单极性SPWM 调制法究逆变器的调制方式，分析系统 的稳定性和外特性，给出系统的硬件结构框图，设计系统各个部分的硬件电路， 完成数字控制 SPWM 逆变器的原理试验和仿真。 基本要求：输入电压： 4060VDC；输出额定容量： 1kVA ；输出电压： 220V 3%；输出电压频率： 50Hz 载波频率： 25kHz；THD：3%。 2 逆变器控制方式选择 传统逆变器的控制电路都是采用模拟电路和小规模数字集成电路实现的。随 着信息技术的发展，数字控制技术在逆变电源控制领域已得到越来越广泛的应 用。 综合考虑系统性价比以及数字控制方式存在的问题，目前， 部分数字化（CPU） 产生基准正弦， 宽

3、频带的电压调节器仍由模拟电路实现）不失为中小功率逆变器 控制电路的优选方案。 本文分别对两种模拟 /数字混合控制方案进行了比较研究， 分析了它们的设计与实现，给出了相关实验结果。 本章研究的混合控制方式，也是基于数字控制器的。利用DSP 取代纯模拟 控制中的一些实现环节，如基准正弦发生器、输出过载保护、输出过压/欠压保 护等，对于减小控制电路复杂程度、提高系统控制特性是有好处的。同时，混合 控制方式也考虑了数字控制可能产生的一些问题，尽可能保留模拟控制的优点， 仍采用模拟电路实现电压调节器，与全数字控制系统相比， 提高了系统带宽频率 和动态响应速度。可见，这种模拟/数字混合控制逆变器具有较高的

4、性价比，在 一些应用场合具有较大的优势。 根据 PWM 控制信号的产生方式，常用的混合控制实现方案有两类：模拟/ 数字混合控制方案、模拟/数字混合控制方案。方案的实现框图如图1。 低通滤 波器 基准正弦发 生器 有源 PI校 正电路 SPWM 生成 驱动 电路 逆变桥LC 滤 波器 无源超前 网络 电压采样 电路 DSP - o v 图 1 混合控制方案的实现框图 电力电子技术课程设计（论文） 2 图 1 中，主控芯片 DSP 主要功能是提供基准正弦数据、计算控制变量采样 信号的数值以执行各种保护等， 控制电路的其它部分如电压调节器（包括控制框 图中前向通道的有源PI 校正电路和反馈通道的无源

5、超前校正网络）、PWM 发生 器等都是用模拟元件实现的。 由于 DSP 产生的基准正弦信号带有高频谐波分量， 需采用低通滤波器才能得到光滑的基准正弦波，作为逆变控制系统的指令信号。 图 2 给出了模拟 /数字混合控制方案的实现框图，系统工作过程为：DSP 提供基准正弦数据，经低通滤波器滤波后得到连续的基准正弦波形，有源PI 校 正电路将误差信号变为调制信号， 由 DSP 自带的 A/D 转换器采样并通过DSP内 部的事件管理器产生各路PWM 控制信号，再经驱动电路控制逆变桥功率开关管 的通断。 就控制电路的复杂程度而言，尽管两种方案采用了相同的DSP 作为控制芯 片，由于方案仍采用与纯模拟控制

6、电路中相同的PWM 控制信号生成电路， 没 有充分运用 DSP 的片上资源，使得控制电路规模变大，而方案则可省去比较 复杂的三角波发生器和比较器，具有一定的成本优势。 如前节所述， 采用方案时， 功率开关管驱动信号的死区时间需要通过模拟 器件产生，与方案的软件编程产生死区时间相比，控制精度降低，灵活性差， 必须设置相当长的死区时间以保证功率电路的安全，而方案产生的死区时间精 度很高，只需根据功率开关管的工作特性设置较短的死区即可，于是可以减轻死 区效应，提高逆变器的控制性能。本文拟采用方案进行分析与设计。 3 方案设计 3.1 系统总体框图 以数字信号处理器 (DSP)为核心的逆变器控制框图如

7、图3 所示。在数字信号 低通滤 波器 基准正弦发 生器 有源 PI校 正电路 SPWP 生成 驱动 电路 逆变桥LC 滤 波器 无源超前 网络 电压采样 电路 DSP - o v 采样 保持 + 图 2 混合控制方案 的实现框图 电力电子技术课程设计（论文） 3 处理器 (DSP)中产生 SPWM 控制信号，逆变器输出高频脉宽调制型交流电。该交 流电经工频变压器和输出滤波器处理后，得到稳定、纯洁的正弦波电源。 3.2 主电路的设计 1、主电路的结构 逆变器的主电路结构形式多种多样，有全桥型、 半桥型及推挽型等。 中小容 量逆变电源多采用半桥式逆变器结构，结构简单， 控制方便。 中大容量逆变电源

8、 一般采用全桥式和推挽式逆变器结构。为了滤除高次谐波，逆变桥后级均接有 LC 滤波器。全桥型的主电路结构由于各种因素的影响必然存在直流偏磁的问题。 直流偏磁的存在致使铁心饱和， 从而加大了逆变器输出变压器的损耗，降低了效 率，甚至会引起逆变失败， 对系统的运行有着极大的危害，必须采取措施加以解 决。小容量逆变电源因为输出容量小，电压和电流不大， 因此开关器件多选用电 力 MOSFET。而大容量正弦波输出的逆变电源因其电压电流一般都比较大，因 此多采用 IGBT 作为它的开关器件。 驱动电路 采样电路 保护电路DSP i U i C 1 S 3 S 2 S 4 S f L f C f Z o U

9、 f L i i U 图 3 系统总体框图 i U i C 1 S 3 S 2 S 4 S f L f C f Z 图 4 单相全桥逆变主电路 电力电子技术课程设计（论文） 4 本文主要研究的是50Hz,1kW 的低频逆变电源。 基于以上的分析， 选用全桥 型，带有输出隔离变压器的主电路形式，并采用MOSFET 作为开关器件。主电 路图如图 4 所示。 2、输出滤波电容的选取 输出滤波电容 f C 用来滤除输出电压 o U 的高次谐波，若 f C 越大， 输出电压 o U 的 THD 就越小，但 DC/AC 逆变器无功电流分量增大，从而增大了变流器的体 积和成本。一般选取 max 5 .0 o

10、cf II为宜，因此滤波电容 f C 值应满足 )(5.0 maxooof UIC（1） 3、输出滤波电感设计 滤波电感 f L 有两个作用一方面滤除输出波形中的高次谐波；另一方面作为 积分环节实现 SPWM 控制。它的设计应满足四个方面的要求。 1）尽可能滤除调制波 AB U的高次谐波分量，提高输出电压波形质量，滤波 电感的高频阻抗与滤波电容的高频阻抗相比不能过低，即滤波电感的感值不能太 小。为满足输出电压波形质量， 要求一个采样周期中， 电感电流的最大变化量小 于允许的电感电流纹波 maxLf I。在0 o U时， Lf I最大，此时有： )()( max12Lfkif IfNNUL（2）

11、 2）电感电流 Lf i必须能跟踪上给定电流 g i 的变化，即dtdidtdi gLf 。一旦 Lf i不能跟踪 g i 的变化，输出电压的失真度就会变大，严重时甚至导致系统异常 工作。因此 f L 不能过大，即 ) sin , sin min( 12 og om og omi f I U I UNNU L（3） 式中， om U为输出电压峰值。 3.3 DSP的选取 目前，随着计算机和信息产业的飞速发展，信号处理学科不但在理论上，而 且在方法上都获得了迅速发展。特别是信号处理器DSP(Digital Signal Processor) 的诞生与快速发展， 使各种数字信号处理算法得以实时实现

12、，为数字信号处理的 研究和应用打开了新局面。由于DSP 具有丰富的硬件资源、改进的并行结构、 高速数据处理能力， 强大的指令系统和日益提高的性价比己经成为世界半导体产 业中紧随微处理器与微控制器之后的又一个热点，在通信、航空、航天、雷达、 工业控制。网络及家用电器等各个领域得到了广泛的应用。 电力电子技术课程设计（论文） 5 本系统采用的数字信号处理器为TI(TEXAS INSTRUMENTS) 公司专为电机 和电源等数字化控制而设计的DSP（TMS320F2407A） 。这款 DSP 控制芯片有以 下特点： 1）采用高性能静态CMOS 技术，使供电电压降为3.3V.减小了控制器的功 耗：40

13、MIPS 的执行速度，提高了控制器的实时控制能力。 2）片内有 32K 字的 FLASH 程序存储器和 1.5K 字的数据 /程序 RAM,544 字 双口 RAM(DASRAM) 和 2K 字的单口 RAM(SARAM) 。 3）10 位 A/D 转换器，最小转换时间为375nS。可以以两个 8 通道的双排序 方式采样，或一个16 通道排序方式采样。 4）看门狗定时模块 (WDT)。 3.4 驱动电路的设计 隔离驱动电路采用A3120 光耦隔离型驱动电路， A3120 结构框图及驱动电 路结构如图 5 所示。A3120 是美国惠普公司生产的用于驱动IGBT、MOSFET 器 件的光电耦合器，

14、 该芯片内部集成有光耦、 接口和功放单元， 可驱动 1200V/100A 的 IGBT 模块。该驱动芯片的主要特点为：（1） 工作电源电压范围宽 （15V30V） ； （2）最小的输出电流峰值2A； （3）最大交换速度 500ns； （4）具有欠压锁定保 护（UVLO ）功能； （5）输出与输入信号同相。 当输入信号为高电平时， A3120 输出为高电平，由功放级的NPN 晶体管放 大后输出，驱动功率器件；当输入信号为低电平时，A3120 输出为低电平，功放 级的 PNP 晶体管导通，功率器件极间承受反向电压关断。 图中，R 的大小将影响逆变器的开关损耗，并且影响功率开关的关断尖峰大 小以及逆

15、变器的输出波形质量。 逆变桥选用不同的功率开关， 应调整 57 R 的大小， 使逆变器获得最佳的性能。 21 D 图 5 逆变桥功率开关驱动电路 55 R 55 C 54 C 15 Q 16 Q 56 R 15 14 W W 58 R 57 R 57 C 56 C 13 W g U A3120 电力电子技术课程设计（论文） 6 3.5 采样电路 在数字控制系统中，DSP 片内 A/D 采样能够承受到输入电平范围为03.3V， 所以无法对所需的控制量直接进行A/D 采样，因而通常需要把这些量调理后， 才能接至 DSP 第 A/D 转换口。本系统采用的是电压电流双环控制，所以包括电 压采样电路和电

16、流采样电路。 在电压电流双闭环控制系统中， 需采样逆变器的输出电压作为反馈量。为了 满足 DSP 的 A/D 模块输入信号的要求，模拟量需要经过图6 所示的调理电路。 电流采样电路和电压采样电路原理基本类似，只需把电压传感器换成电流传 感器即可：电感电流经一电流传感器得到与电感电流成正比的电压信号，然后经 过调理电路变换到03.3V，输入到 DSP的 A/D 模块采样口。 3.6 保护电路 输入过压和欠压保护电路如图7 所示，直流电压保护信号取自主电路输入电 压，经电阻 84 R 分压和光耦隔离后送入控制电路。利用光电耦合器把各种模拟负 载与数字信号源隔离开来，也就是把“模拟地”与“数字地”断

17、开。经过光耦的 保护信号通过比较器分别与设定的最大/最小电压值进行比较，如果电压值超过 限定值，比较器就输出低电平。比较器的输出信号相与，所得的信号送入DSP 的 PDPINT 中断口。当器件引脚PDPINT(电源驱动保护中断 )被拉低时，会产生 一个外部中断，这个中断是为系统的安全操作提供的。如果PDPINT 未被屏蔽， 当 PDPINT 引脚拉低以后， 所有的 PWM 输出均为高阻态。 这样可以在过流等故 障的情况下，把逆变器的PWM 控制信号封死 ,关闭功率器件，从而实现对逆变 器的保护。 图 6 电压采样电路 + - + + - + 1 R 2 R 4 R5 R 7 R 6 R 3 R

18、 7 R 8 R 1 C 2 C 3 C 4 C U13B U13A D T1 ADCIN4 +5 +15 -15 电力电子技术课程设计（论文） 7 4 元件参数计算 4.1 输出滤波电感 Lf、滤波电容 Cf的选取 取mHL f 1。滤波电容电流的有效值为： AUCI ofocf 38.12201020502 6 110%负载时，负载电流的有效值为 A U P I o o o 5 220 %1101000 max max 容性负载时电感电流最大，因此电感电流有效值为 AIIIII LLfcfocfLf 6)90cos(*2 2 max 2 其中，75.0cos 1 L 。考虑到滤波电感电流的

19、脉动量，滤波电感的电流峰值为 AII LfLf 339. 926%)101 (2%)101( max Lf选用Mn-Zn R2KBD型铁 氧体 材料铁 心 PM62*49 ，其 磁路 截面积 )(9 .4 2 cmSC窗口面积)(26.3 2 cmQ，饱和磁感应强度GSBS5100，选用 GSBM3500,滤波电感匝数为： 5 .54 109.4103500 339.910 44 3 max CM Lff SB IL N 取 N=55 匝，气隙mmLSN fCoo 86.1/ 2 。按滤波电感电流有效值AILf6选 取导线，取 2 3mmAj,导线截面积 2 236mmjILf，导线选用0.1

20、2cm 的 + - + + - + 输入电压 欠压保护 84 R 88 R91 R 89 R 12 P 90 R 95 R 92 R 93 R 94 R 11 P 13 P C 100 C 101 C 输入电压 过压保护 i U +15 +15 +15 +15 +15 图 7 输入过压和欠压保护 电力电子技术课程设计（论文） 8 铜皮。窗口利用系数34.0 326 55201.0 201.0QNKu，可以绕下。 4.2 变压器的设计 为了确保输出电压uo 的波形质量，防止uo 的顶部出现平顶失真，应满足 VUNNU oi 3112 12 取VNNUi 380 12 ，有 92.7 1 2 N

21、N 选 用mmd80的 硅 钢 铁 心 ， 截 面 积 为 2 32 2 80 80cmfd， 窗 口 面 积 2 485 .15.0 2 cmddc de SC。因为硅钢片是由钢片叠加而成，所以实际铁 心截面积为 2 8.289.032cm。 5.40 8 .28120002 2 1 50 1 7 .040 10 8min 1 BS TU N oni 76.320 2 N 取变压器原边绕组为41 1 N匝，副边绕组321 1 N匝。因此 ANNIINNII LfLmLf 32.4905.1 12121 式中 12 005.0NNII LfLm 为变压器激磁电流。取导线电流密度 2 3mmAj

22、，有 21 1 4.16mm j I S 22 2 2mm j I S 原边采用mmd6.4的高强度漆包线单层绕制， 副边采用mmd6.1的高强度漆包 线单层绕制。窗口利用系数28.0 326 )6 .1( 4 1 321)6 .4( 4 1 41 22 u K， 可以绕下。 4.3 功率开关的选择 MOSFET 的选择可以从器件的电压等级和电流等级两个方面加以考虑。假 定逆变器最高直流输入电压为 maxi U，则采用全桥逆变电路时每个开关器件所承 电力电子技术课程设计（论文） 9 受的最高电压即为 21max NNUi。考虑电压尖峰影响，实际开关器件所承受的最 高电压要比这个高得多， 其大小

23、与吸收电路吸收电压尖峰的能力有关。在这里由 于逆变器最高直流输入电压为52.8V,所以我们选用耐压等级为100V 的 MOSFET. 器件的电流等级要根据它所通过的最大峰值电流来确定。假定系统输出功率 为 o P ，变压器的变比为 21 NN，假设系统的过载系数为1.5，逆变桥中每个 MOSFET 电流应力为变压器原边最大电流，则逆变桥中每个MOSFET 中流过的 电流峰值为： A NU NP I O o Lf 48.75 41220 32110005.125 .12 1 2 此外，考虑电流纹波以及反并联二极管反向恢复尖峰电流等因素的影响，选 MOSFET 的电流定额为 150A。 5 仿真结

24、果 5.1 驱动波形 图 8 是 4 个功率开关器件 MOSFET 的驱动波形。 由图 8 可以看出 DSP 可以很好的输出功率管的驱动波形。从波形看出，能 满足快速开关功率管的要求，并满足同一桥臂上两个开关管的死区控制。 图 8 驱动波形 电力电子技术课程设计（论文） 10 5.2 功率开关器件两端的电压波形 5.3 逆变器输出波形 1、空载时的波形 2、满载时的波形 （1）满载时逆变器的输出波形 下图是逆变器满载时的电压波形，由图11 可知，逆变器输出电压非常接于 正弦波形，其谐波含量少，功率因数大，性能能达到要求。 图 9 MOSFET 管两端电压 图 10 空载波形 电力电子技术课程设

25、计（论文） 11 （2）满载时电感中的电流波形 6 结论 本文主要围绕数字控制SPWM 逆变器的硬件设计以及数字控制系统硬件电 路设计等方面展开了研究。论文的主要内容概述如下： 1介绍了三种经典的SPWM 调制方式，包括双极性SPWM 调制法，单极 性 SPWM 调制法，倍频单极性 SPWM 调制法，通过比较和试验发现单极性倍频 SPWM 调制法相对于其他两种调制方法，其谐波含量更低，只需要更小的滤波 器件就可以达到很好的滤波效果。 在选择此种调制方式的基础上给出了系统的传 递函数，分析了系统的稳定性和外特性。 2给出了系统的硬件结构框图，并设计了系统各个部分的硬件电路，包括 主电路，驱动电路

26、，采样电路和保护电路，以及数字控制系统的硬件电路，并完 成了数字控制电路部分的PCB 板的设计。 3在传统的 PI 调解器的基础上，给出了几种用DSP完成 PI 算法的方法， 发现增量式 PI 算法可以使系统获得更高的精度和可靠性。给出了系统控制软件 的流程图，包括主程序流程图和中断程序流程图，在中断程序流程图中包括了数 字 PI 算法。 4基于 DSP 完成了数字控制SPWM 逆变器的原理试验，试验结果表明， 数字控制在改善逆变器的动态和稳态性能方面也能获得良好的效果。 图 11 输出波形 图 12 电感电流波形 电力电子技术课程设计（论文） 12 参考文献 1沙占有，王彦朋，孟志勇等.新型

27、单片开关电源设计与应用技术M. 北京:电子 工业出版社， 2004. 2王鸿钮 .实用电源技术手册 C.上海:上海科学技术出版社 .2002.8: 126-143 3蔡宣三 .开关电源的发展轨迹 M. 电源.2000.4: 42-43 4Abraham I.Pressman.Switching Power Supply DesignC. Publishing House of Electronics Industry 2005.9:71-89 5 李明珠.基于 DSP的在线式 UPS控制系统 D. 南京： 南京航空航天大学， 2004. 6 陈坚.电力电子学电力电子变换和控制技术C.北京：高等

28、教育出版社， 2002：137142. 7 林渭勋.现代电力电子电路 M. 杭州：浙江大学出版社， 2002：157163. 8 Carpita Mauro.Experimental study of a power conditioning system using sliding mode controlJ.IEEE Transactions on Power Electronics,1996, 11(5):731-742. 9 Tzou Ying-Yu,Jung Shih-Liang,Yeh Hsin-Chung.Adaptive repetitive control of PWM inverters for very low THD AC-voltage regulation with unknown loadsC.IEEE Transactions on Power Electronics,1999,14(5):973-981.