正负双端输出连续可调电荷泵控制芯片设计.pdf

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1、 电 子 科 技 大 学 UNIVERSITY OF ELECTRONIC SCIENCE AND TECHNOLOGY OF CHINA 硕士学位论文 MASTER DISSERTATION 论 文 题 目： 正负双端正负双端输出连续可调输出连续可调 电荷泵控制芯片设计电荷泵控制芯片设计 学 科 专 业： 微电子学与固体电子学微电子学与固体电子学 指 导 教 师： 李平李平 教授教授 博博 导导 作 者 姓 名： 范伟力范伟力 班 级 学 号： 200520303005 分类号 密级 UDC 注1 学学 位位 论论 文文 正负双正负双端端输出连续可调电荷泵控制芯片输出连续可调电荷泵控制芯片设

2、计设计 （题名和副题名） 范伟力范伟力 （作者姓名） 指导教师 李平李平 教授教授 博导博导 _ 电子科技大学电子科技大学 成都成都 （职务、职称、学位、单位名称及地址） 申请学位级别 硕士硕士 专业名称微电子学与固体电子学微电子学与固体电子学 论文提交日期 2008 年年 4 月月 论文答辩日期2008 年年 5 月月 学位授予单位和日期 电子科技大学电子科技大学 答辩委员会主席 评阅人 年 月 日 注注 1 1：注明国际十进分类法：注明国际十进分类法 UDCUDC的类号的类号 独独 创创 性性 声声 明明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。据我所知

3、，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他 人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示谢意。 签名： 日期： 年 月 日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘， 允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全 部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描 等复制手段保存、汇编学位论文。 （保密的学位论文在解密后应遵守此

4、规定） 签名： 导师签名： 日期： 年 月 摘 要 I 摘摘 要要 近年来，高性能 DC-DC 电源管理芯片得到了广泛的应用。为了满足小功耗便 携式电子设备的供电需求，本文在研究了当前国内外主流的 DC-DC 电源管理芯片 所采用的各种电路拓扑结构和调制方式的基础上，设计了一种基于 PSM 调制方式 的正负双端输出连续可调的电荷泵控制芯片。芯片采用 0.5m CMOS 工艺制程， 集成有欠压保护、过温保护、软启动、错误检测等功能模块，可广泛应用于小负 载电流的便携式电子产品。该芯片配以少量的外部元件，即能构成完整的开关电 源转换系统。利用论文设计的芯片搭建的开关电源转换系统具有双电源供电、供

5、电电压范围宽、输出电压范围大精度高、响应速度快、静态功耗低、转换效率高 等优点。 在本论文中，首先研究了开关电源的各种电路拓扑结构和调制方式，比较了 它们的优缺点。 根据其应用特点， 为该芯片选定电荷泵工作模式和 PSM 调制方式。 在芯片的系统结构设计中，根据功能将芯片划分成 PSM 调制电路、电平位移 电路，软启动电路、驱动电路、保护电路、基准源和振荡器等基本模块。按照芯 片的设计指标要求，对划分好的各个模块进行晶体管级设计，并通过电路仿真来 优化设计参数。 论文最后给出芯片的两种典型应用电路，并对电路做了 HSPICE 验证。验证 结果表明，利用论文设计的电荷泵控制芯片搭建的电源转换系统

6、能够满足当前便 携式电子设备实际电源需求，主要特性表现为：双电源供电，控制电路输入电压 范围 2.7V5.5V，功率电源端输入可高达 13V；转换效率最高可达到 92%；开关 频率 250kHz；两个输出端的启动间隔延迟约为 20ms，软启动时间约 16ms；输出 电压可自由设定在-30V 至 30V 之间；输出电压纹波小于 1%。 关键词：关键词：单片集成，电荷泵，正负双端输出，PSM ABSTRACT II ABSTRACT The high performance DC-DC power management ICs enjoy wide market share in recent y

7、ears. To satisfy the power supply requirements of the low power portable electronic devices and multi-power standard electronic devices, a PSM mode positive/negative dual voltage continuously adjustable charge pump DC/DC converter IC is proposed in the thesis based on the studies of the existing dom

8、estic and foreign DC/DC dominate system architecture and modulation mode. The IC is implemented by 0.5m CMOS process with other functional blocks including under voltage lockout, over temperature protection, soft start, error detector, etc. and only a few external parts are need for complete switch

9、power conversion system, which is appropriate for the light load portable device application. The switch power system utilize the IC proposed with dual power supply exhibits the advantages of wide supply the maximum power input voltage goes up to 13V, conversion efficiency goes up to 92%; switch fre

10、quency is 250kHz; the startup delay between two output pins is approximately 20ms; 16ms for soft start; and the allowable input voltage range is -30V30V; the output ripple is less than 1%. Keyword: Monolithic integration, Charge pump, Positive(2)双闭环放大器带宽、增益等参数设计调试复杂。 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 15 第三章 电荷泵控制芯片

11、系统结构设计 本文第一章提出了课题的研究内容，是设计一款用于便携式电子产品电源转 换系统的小功率电源管理芯片。第二章研究分析了各种电源转换系统的电路拓扑 结构、调制方式和控制模式。在本章中，根据芯片的特性指标要求，设计其系统 结构，并给出核心结构模块的晶体管级电路。 3.1 系统拓扑结构和调制方式的选择 本文设计的电荷泵控制芯片主要用于构成电荷泵式电源转换系统，为便携式 电子设备的背光驱动电路供电，如手持 GPS 机，PDA，手机，e-BOOK 等。首先， 设备的体积限制要求电源系统尽可能的减小所占空间。其次，由于便携式电子设 备多采用电池供电，电源转换系统的效率成为衡量系统好坏的一个重要指标

12、。从 表 3-1 看出，电荷泵式变换器的体积较小，效率高，这些特点和本文设计芯片的 应用要求非常吻合。LCD 的背光驱动 LED 一般采用串联接法来保证亮度的均匀 性，这要求电源转换系统提供较高的电压。若采用电感式升压转换结构，需要在 芯片工艺中使用具有较高耐压参数的功率开关管，提高了工艺成本。电荷泵式转 换结构可以在外部使用级联结构，对功率管的耐压性能要求不高，利于控制芯片 的成本。由于在芯片外部使用电容而非电感作为储能器件，电荷泵式电源转换系 统的 EMI 相对于电感式电源转换系统可以忽略不计，这点对于手机和手持 GPS 机等通信设备是非常有利的。电荷泵式电源转换系统存在输出电流较小的不足

13、， 但已足够满足便携式电子设备中 LCD 背光驱动的功耗需求。 综上所述， 芯片选用 电泵式电路拓扑结构是完全符合设计要求的。 表 3-1 两种结构的性能对照表 12 性能指标 转换效率 最小输入电压 输出电流 噪声 EMI 芯片体积 电荷泵式 90以上 1.5V 以上 300mA 以下 较小 很小 较小 电感式 8090 1V 以上 300mA 以上 较大 较大 较大 电子科技大学硕士学位论文 16 第二章中提到，基于 PSM 调制模式的变换器具有轻负载时效率高、响应速 度快等特点。对本文所设计的小功率电荷泵式电源转换系统，该调制方式具有非 常好的适应性，并可进一步提高系统效率。PSM 的频

14、谱分布中，存在边频效应， 对电路的 EMI 影响较小。因此，选择 PSM 作为本文设计芯片的调制方式。 3.2 电荷泵的电路模型 图 3-1 简单的正电荷泵模型 简单的正电荷泵模型如图 3-1 所示，VIN 为输入电压，Vo 为输出电压，S1、 S2、S3 和 S4 为开关，C1 为储能电容，Co 为负载电容。四个开关分成两组，轮 流闭合。当开关 S1、S3 闭合，S2、S4 断开时，输入电源对 C1 进行充电，定义 此时为开态（On State） ，如图 3-2（a）所示，Ron 为开关导通电阻值，ESR 为储 能电容寄生电阻值。忽略导通电阻和电容寄生电阻的影响，当储能电容上电压达 到稳定即

15、 VC1=VIN 后，开关 S1、S3 断开，S2、S4 闭合，储能电容对输出负载进 行放电，定义此时为关态（Off State） ，如图 3-2（b）所示。关态时，C1 电容的 负端通过 S2 开关短接到输入电源正端，输出 Vo=VIN+VC1=2VIN，实现电压的提 升。 图 3-2 简单的正电荷泵开态和关态模型 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 17 实际上考虑到电容寄生电阻和导通电阻的影响，输出将小于 2VIN，下面利用 电荷守恒定律进行详细推导。定义 Ion 和 Ioff 分别是电荷泵模型开态和关态时流 过储能电容的平均电流，方向如图 3-2 所示，D 为时钟占空比，T 为时钟周期

16、。 假设储能电容在开态和关态都达到了稳定，开态时流入电容的电荷量等于关态时 流出电容的电荷量，那么有下面关系： T)D1(ITDI offon （3-1） )D1(I2DI2)D1(IDII offonoffonIN （3-2） )D1(II offOUT （3-3） OUTIN I2I （3-4） 在开态和关态下，导通电阻和电容寄生电阻上的功率损耗分别为： on 2 OUTon 2 offon 2 onRon R )D1(D 2 I)D1(RI2DRI2P （3-5） ESR )D1(D 1 I)D1(ESRIDESRIP 2 OUT 2 off 2 onESR （3-6） 在开态和关态时储

17、能电容的电压分别为： onononIN IESRIRV2VC1(on) （3-7） offoffonINO IESRIRVV2VC1(off) （3-8） 在每个开关周期内，开态和关态时储能电容上的电荷量差值为输出给负载的 电荷量。因此可以得到输出电流： )D1(D 1 I)ESRR2(VV21C )VV(CQQQ OUTonOIN )off( 1C)on( 1C1offon （3-9） )D1(D 1 I)ESRR2(VV2CfQfI OUTonOIN1OUT （3-10） 变换式（3-10）得到： OUTonOUT 1 OIN I)ESRR2( )D1(D 1 I fC 1 VV2 （3-

18、11） 电子科技大学硕士学位论文 18 因此图 3-1 中电荷泵电路的等效输出模型可以表示如图 3-3。 图 3-3 简单的正电荷泵等效输出模型 在实际应用中，开关 S3 和 S4 常用二极管来代替，如图 3-4 所示。 图 3-4 使用二极管的正电荷泵 对此电路进行类似前面的推导，我们得到： 2DonononIN)on( 1C VIESRIRVV （3-12） 1)(1DoffoffonINOoffC VIESRIRVVV （3-13） )1 ( 1 )(21 )( 21 )(1)(11 DD IESRRVVVVC VVCQQQ OUTonDDOIN offConCoffon （3-14）

19、)1 ( 1 )(2 211 DD IESRRVVVVCfI OUTonDDOINOUT （3-15） 其中，VD1和 VD2是两个二极管的导通压降。变换式（3-15）可得到： 2D1DOUTonOUT 1 OIN VVI)ESRR( )D1(D 1 I fC 1 VV2 （3-16） 因此图 3-4 所示结构的输出等效电路如图 3-5。 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 19 图 3-5 使用二极管的正电荷泵等效输出模型 从电荷泵的输出模型看出，在一定范围内提高开关频率，减小开关管导通电 阻，使用低 ESR 电容和低导通压降二极管是提高系统效率的主要方法。但当开关 频率增加到使得 1/fC

20、1 在输出电阻中不占主要地位，其对效率的提高的贡献将变 得微乎其微，同时过高的频率将导致开关管的导通损耗增加。 从上面的推导看出，一级的简单正电荷泵，能得到的理论输出电压为最大 2VIN。为了得到更高的输出电压，可以采用级联的形式，图 3-6 是两种级联结构 及其电路中各点的电压波形。 图 3-6 电荷泵的级联方法 以上提到的级联电荷泵结构只能实现输入电压的倍增，为了得到输出可连续 调节的电压，需要在时钟控制电路中加入调制结构，从输出引入负反馈，对开关 管的导通时间进行调制，从而得到稳定的可灵活设定的输出电压值。图 3-7 为调 电子科技大学硕士学位论文 20 制型正电荷泵的等效模型，M 为电

21、荷泵理论最大增益，对于 N 级正电荷泵，其 M=N+1。ROUT为固定输出电阻，由电容寄生电阻、开关管导通电阻和二极管导通 电压等效得到，RM为可调输出电阻，由调制模块根据负载电阻 RLOAD的变化动态 调整。 图 3-7 调制型正电荷泵等效模型 3.3 芯片系统架构设计思路 开关电源可以采用模块化的设计思想。由于设计比较复杂，因此要把它分解 成多个基本功能模块进行设计。一般按照一定的顺序和方式进行设计会使设计变 得更加容易，因为下一步骤所需的一些信息在该步骤之前就设计好了。开关电源 的设计总是先进行总体考虑，然后对电源各部分分别进行设计，接下来是设计控 制和辅助功能模块，最后进行仿真和设计优

22、化。 一个完整的开关电源转换系统一般由主电路、控制电路、启动和保护电路、 基准和振荡电路以及一些其他的辅助电路组成。综合前面的分析和设计，本文提 出以下几点设计思路： 主电路的拓扑结构采用电容式开关变换器， 采用两个独立的电荷泵模块分 别实现正电压和负电压输出。 控制电路采用电压反馈的单环控制模式。对于电荷泵模块中的两个开关 管：NMOS 管的控制时钟采用 PSM 调制方式来适应输出反馈的变化，保 持输出稳定。 PMOS 管的控制时钟频率不变， 脉冲高度根据输入电压调整， 保证 P 管导通电阻的稳定。 系统中设计大量的保护电路来保证系统能够安全正常的工作， 这些保护电 路包括欠压保护、过热保护

23、、软启动和错误检测等。 系统设计采用一个 1.25V 的基准电压源和一个 250kHz 的振荡器，还设计 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 21 了一些其他必需的辅助电路。 3.4 芯片功能结构框图设计 图 3-8 芯片整体框图 结合以上设计思路，本文设计的电荷泵控制芯片采用模块化设计，将电路可 大致分为五个大的功能单元，每个功能单元又由一些实现具体功能的子模块电路 组成，图 3-8 是最终设计的包含了外围电路的电荷泵控制芯片的总体结构框图， 各部分简单功能描述如下： (1)控制电路：内部包括两个子模块，分别是 PMOS 开关管的时钟电平位移模 块和 NMOS 开关管的 PSM 调制模块。

24、(2)驱动电路：本部分电路的功能是为功率开关管提供大电流驱动信号。 (3)保护电路：包括欠压保护、温度保护、软启动和错误检测等四个子模快。 (4)基准源：带隙基准源、PTAT 电流源以及一阶温度补偿电流源电路，为其 他模块提供电流偏置和参考电压，输出基准电压为 1.25V。 (5)振荡器：振荡器电路，输出一个振荡频率为 250kHz 的固定占空比的时钟 脉冲信号，为其他模块提供时钟和控制脉冲信号。 图 3-9 芯片外部引脚图 电子科技大学硕士学位论文 22 芯片外部引脚如图 3-9 所示，各输入/输出信号线定义见表 3-2： 表 3-2 引脚定义 PIN 引脚名引脚名 功能描述功能描述 1 R

25、DY 漏极开路输出，表示所有的输出有效，低电平有效 2 IN 控制电路电源输入 3 PIN 功率电源输入 4 REF 内部基准源输出 5 FBP 正电荷泵反馈输入 6 FBN 负电荷泵反馈输入 7 SHDN 芯片关断信号输入，低电平有效，正常工作时为高。 8 DRVN 负电荷泵驱动时钟输出 9 DRVP 正电荷泵驱动时钟输出 10 GND 模拟地 11 TGND 数字地 12 PGND 功率地 3.5 芯片工作状态描述 图 3-8 是本文设计的电荷泵控制芯片的总体结构框图，其工作细节如下： （1）关断状态：当SHDN端的输入电压为低电平时，整个芯片处于关断状 态，内部电路全部关断，从 VIN

26、流入芯片的电流将很小。芯片将根据RDY控制 信号断开与输入电源的连接。当使能引脚设定为高电平时，启动相应的内部电路 和转换通道。 （2）启动过程：在芯片加电且没有SHDN关断信号的情况下，基准电压源 首先启动。在基准电压源输出上升到正常值的 90%后，负电荷泵开启，软启动电 路控制其输出端电压下降的速率， 约16ms后负电荷泵的输出下降到设定值的90% （VFBN1.125V） ，全芯片进入正常工作模式，RDY信号被拉低，指示芯片工作状 态正常。稳定工作时输出电压为： 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 23 REF V R RR VPOS 2 21 (3-17) REF V R R VNEG

27、 4 3 (3-18) （3）工作状态：反馈系统通过电阻网络采样输出电压值，和内部基准进行比 较，当外部电压未达到设定值时，控制系统输出给 NMOS 开关管的 PSM 调制波 形为完整时钟，电荷泵继续提升输出电压。当外部电压达到设定值后，控制系统 输出给 NMOS 开关管的 PSM 调制波形为滤去高电平的时钟，使电荷泵的外部储 能电容停止充电，电荷泵停止提升电压，输出保持稳定。当 PIN 端口的功率电源 电压值远于大 IN 端口的芯片工作电源电压时，另外一个反馈系统进入工作状态， 对 PIN 的输入电压进行检测， 并根据检测结果调整 PMOS 开关管控制时钟的低电 平电压值，保证 P 管的导通

28、电阻稳定。 3.6 电荷泵结构设计 图 3-10 本文设计的电荷泵原理 本文设计的正负电荷泵的原理图分别如图 3-10（a） （b）所示，P 型开关管的 控制信号由系统时钟经过电平位移电路产生，保证其高低电平差不超过设定值， 从而保持 P 管导通电阻的稳定。N 型开关管的控制时钟由 PSM 调制模块产生， 通过对输出采样进行跨周期调制，调整 N 型开关管的导通时间，控制外部储能电 容在单位时间内的电荷变化量，最终实现输出电压的稳定。 电子科技大学硕士学位论文 24 3.6.1 时钟电平位移电路设计 图 3-11 时钟电平位移原理图 时钟电平位移电路的原理如图 3-11 所示，VDD 为控制电路

29、输入电压，SUP 为功率电源输入电压。 首先输入时钟通过电平位移， 将高电平从 VDD 变换到 SUP， 产生的高电平为 SUP、 低电平为 0 的系统同频时钟作为电平选择器 2 的控制时钟。 SUP 和 VDD 通过电压减法器， 输出 SUP-VDD。 判决电路比较 SUP 和设定判决基 准的大小，当 SUP 未到设定值时，该电路输出信号控制电平选择器 1 选择 A 输 入端，电平选择器 1 输出地电位；当 SUP 超过设定值时，该电路输出信号控制电 平选择器 1 选择 B 输入端，电平选择器 1 输出 SUP-VDD。控制信号为高时，电 平选择器 2 选择 A 输入端； 控制信号为低时，

30、电平选择器 2 选择 B 输入端。 因此， 电平选择器 2 的输出这样一个系统同频时钟信号：当 SUP 小于设定条件时，其低 电平为地电位， 高电平为 SUP； 当 SUP 大于设定条件时， 其低电平值为 SUP-VDD， 高电平为 SUP。为驱动开关管，在电平选择器 2 后加入了驱动电路，从驱动电路 输出 P 型开关管的控制信号。 图 3-12 为时钟电平位移电路的晶体管级电路图。 基准电流源通过 MP6、 MP7 和 MN7、MN8 两组电流镜镜像，MN8 管的栅源电压恒定。当电压 SUP 升高时发 生如下变化：R1 上的压降升高，MN8 的 VDS升高，R1 上的电流增大。因此，MP8

31、的电流随着电压 SUP 的升高而增大，即比较器负端电压随着 SUP 的升高而升高， 调整 R3 的值，使得当 SUP 为 5V 时，电阻 R3 上压降为 1.25V。那么当 SUP 大于 5V 时，比较器输出低；反之，比较器输出高。使用此采样结构而非电阻分压网络 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 25 是为了在关断模式下减小功耗。 图 3-12 时钟电平位移电路 同样， 基准电流源通过 MP9、 MP10 和 MN10、 MN11 两组电流镜镜像， MN11 上电流大小等于基准电流源，MP11 的栅源电压为： 11 11 2 MP OX REF THPMPGS L W C I VV (3-1

32、9) 适当调节 MP11 管的宽长比，使其 VGS=6V，那么单位增益缓冲器的正端电压 为 SUP-6V，即 MP12 管的栅电压为 SUP-6V。MP12 管构成一个源随器，调整 MP12 管的宽长比，使其直流工作点的|VGS-MP12|约为 1V。当比较器输出为高，即 SUP 小于 5V 时，MN12 管导通，将 VSSI 点拉到地电位；当比较器输出为低，即 SUP 大于 5V 时，MN12 管截至，VSSI 点电压等于 MP12 管的栅压加上|VGS-MP12|， 即 SUP-5V。 CLOCK 为输入的时钟信号， 其高电平为 VDD， 低电平为 0。 此时钟通过 MP1、 MP2、MP

33、3 和 MP4 构成的电平转换器，变成高低电平分别为 SUP 和 0 的时钟， 使用此时钟控制两个传输门，高电平时，SUP 信号传至 OUT 端，低电平时，VSSI 信号传至 OUT 端，从而在 OUT 输出一个高电平为 SUP，低电平为 VSSI，频率与 CLOCK 端输入信号相同的周期时钟。 为了保证电路性能，图 3-12 中用虚线方框标示的三个 NMOS 管衬底需要接 非零电位，故标示出以便在版图中特殊处理。 电子科技大学硕士学位论文 26 图 3-13 时钟电平位移电路瞬态仿真 图 3-14 时钟电平位移电路对 SUP 的电压扫描仿真 图 3-13 和图 3-14 为时钟电平位移电路的

34、仿真结果。从图 3-13 中可以看出， 在 SUP 小于 5V 时， OUT 端口输出的时钟低电平为 0V； 当 SUP 大于 5V 时， OUT 端口输出时钟的低电平约为 SUP-5V。 在图 3-14 中， SUP 从 2.7V 变化 5V 时，VSSI 的值始终为 0V；SUP 从 5V 变化到 10V 时，VSSI 的值保持在大约 SUP-5V。 3.6.2 PSM 调制电路设计 图 3-15 为 PSM 调制电路的原理图，输出采样和判决基准比较后产生电平选 择器的控制信号。输出电压未达到设定值时，电平选择器选择 B 输入端，输入的 时钟信号完整的通过电平选择器；当输出电压达到设定值后

35、，电平选择器选择 A 输入端，输出恒定的地电平。因此，此结构可以根据系统的需要，将时钟的高电 平选择性跳过，即 PSM 调制。为驱动开关管，在电平选择器后加入了驱动电路， 从驱动电路输出 N 型开关管的 PSM 控制信号。 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 27 图 3-15 PSM 调制电路原理图 正负电荷泵的 PSM 调制电路中，除了输出判决电路外，其它结构基本相同。 以正电荷泵为例，图 3-16 是其 PSM 调制电路的晶体管级电路图。COMP 是一个 迟滞比较器，采用折叠共源共栅结构。CLK1 和 CLK2 是一对反相时钟。当 CLK1 为低电平时，MP5 和 MN5 构成的传输门截

36、止，此时 CLK2 为高电平，MN6 管导 通，因此 OUT 端输出电压为 0V；当 CLK1 为高电平时，MP5 和 MN5 构成的传 输门导通，此时 CLK2 为低电平，MN6 截止，OUT 端输出的电压由比较器的输 出结果决定。当电荷泵输出电压低于设定值时，FBP 端电压值小于 VREF1(1.25V)， 比较器输出为高，则此时 OUT 端输出的时钟波形和输入的 CLK1 波形相同；当 电荷泵输出电压高于设定值时，FBP 端电压值大于 VREF1(1.25V)，此时 OUT 端输 出的时钟脉冲被跳过。VB 是电流镜像电压，通过三对电流镜放大后镜像到 MP4 管上，从而在 OUT 端输出为

37、高电平时，MP4 管能够为负载提供足够大的电流。 图 3-16 正电荷泵的 PSM 调制电路 为了保证电路性能，图 3-16 中用虚线方框标示的两个 NMOS 管衬底需要接 电子科技大学硕士学位论文 28 非零电位，故标示出以便在版图中特殊处理。 图 3-17 为正电荷泵的 PSM 调制电路的仿真结果，可以看出，当 FPB 端电压 高于基准电压 VREF1时，输出时钟的高电平被跳过，实现 PSM 调制。 图 3-17 正电荷泵的 PSM 调制电路仿真结果 3.6.3 软启动电路 芯片中设计了软启动电路来控制输出电压的上升下降速率，避免输出电压过 冲对后级电路的影响。同时，软启动可减小启动电流的

38、峰值，瞬间过大的启动电 流将可能降低电池的输出电压，造成系统的不稳定。 图 3-18 软启动过程原理图 软启动电路的输出电压随时间阶梯形变化，直到最终接近输入电压。以正电 荷泵为例，其启动过程中软启动电路的作用如图 3-18 所示。正电荷泵启动后，输 出电压的采样值和首先和基准电压的 90%分压值比较，此时输出电压接近于 0， 其采样结果远小于基准电压的 90%分压值，比较器输出信号控制电平选择器选择 第三章 电荷泵控制芯片系统结构设计 29 B 输入端， 将软启动电路输出的阶梯型电压提供给 PSM 调制模块， 作为其判决基 准。这相当于将输出电压的设定值从 0 缓慢升高，从而达到控制输出电压

39、上升速 率的目的。在电荷泵输出电压达到正常工作时设定值的 90%后，比较器输出信号 发生跳变，控制电平选择器选择 A 输入端，正常基准电压进入 PSM 调制模块， 最终将输出稳定在设定值，完成芯片输出的软启动。此后若输出电压因系统负载 的变化而降低到设定值的 90%以下，电荷泵将重新进入软启动过程。 图 3-19 软启动电路 软启动电路采用可变电阻网络配合时钟分频电路的方式实现。 如图3-19， CLK 为输入时钟信号，经过三个分频 D 触发器，从 Q1、Q2、Q3 输出分频后的时钟信 号，图中每个电阻的阻值相等。 表 3-3 VOUT 输出结果 时间段 MUX1 选择 MUX2 选择 MUX

40、3 选择 VOUT 值 T1 GND GND GND 0 T2 VREF GND GND (3/16)VREF T3 GND VREF GND (1/4)VREF T4 VREF VREF GND (5/16)VREF T5 GND GND VREF (1/2)VREF T6 VREF GND VREF (9/16)VREF T7 GND VREF VREF (3/4)VREF T8 VREF VREF VREF (7/8)VREF 电子科技大学硕士学位论文 30 在 T1 时间段内，MUX1、MUX2、MUX3 均选择地电位，此时 VOUT=0V。 在 T2 时间段内，MUX1 选择 VRE

41、F 端，MUX2 和 MUX3 选择地电位，VREF 经 过电阻网络分压后从 VOUT 端输出， VOUT=(3/16)VREF。 同理， 在其他时间段内， 通过等效电阻网络的计算， 分别得到的 VOUT 值如表 3-3 所示。 从表中数据得到， VOUT 在八个时间段内分为 8 个台阶逐渐增大。以此类推，芯片中的软启动电路 采用 6 个 D 触发器的时钟分频结构，则可以将其输出电压的变化过程细分为 64 个台阶。对于负电荷泵，输入的基准电压为 0V，软启动电路的输出电压从 VREF 逐渐减小到 0，因此在其软启动电路中将 VREF 和 GND 端口对调并使用 D 触发 器的反相输出端控制 M

42、UX 开关。软启动电路的仿真结果如图 3-20 所示。 图 3-20 软启动电路输出波形 第四章 其他模块电路设计 31 第四章 其他模块电路设计 为了完整的实现系统功能，芯片还需要设计偏置电路、基准源、时间控制、 欠压保护、过温保护、错误检测等基本模块。本章主要工作是将以上模块以具体 的晶体管级电路实现。 4.1 偏置电路及电流源设计 在整个芯片中，信号的产生、放大、传输都离不开一定的电流，每一个信号 的控制作用都是在电流和电压之间不停地转换过程中实现的。电流源提供电路中 各子模块的工作电流，是各部分电路稳定工作的保证。进行电路设计时，一般期 望电路的直流工作点稳定，这通常要求模块偏置电流与

43、电源电压和温度以及负载 有尽量小的相关性，自偏置电流源可以满足这样的设计要求。本文设计的电流源 是在 Widlar 电流源 28的基础上引入自偏置结构， 能够实现电路在电源电压和温度 变化条件下的高稳定性，具体电路如图 4-1 所示。 图 4-1 自偏置电流源电路结构 图 4-1（a）是自偏置电流源的 BiCMOS 工艺实现形式，晶体管 Q1 和 Q2 的 发射极面积之比为 1：N，Q2 流过的反向饱和电流是 Q1 的 N 倍，MP1 和 MP2 电子科技大学硕士学位论文 32 组成电流镜，保证 Q1 和 Q2 的集电极电流相等。对 Q1、Q2 和电阻 RS 组成的环 路列 KVL 方程： R

44、S2BE1BE VVV （4-1） 由晶体三极管的特性以及电路结构，得到下面关系： )/ln( SCTBE IIVV （4-2） 12SQSQ INI， 12CC II （4-3） 其中， q kT VT， S I是晶体管的反向饱和电流。 将式 （4-2） 、（4-3） 代入式 （4-1） 并整理可以得到： N RS V II II RS V RS I I V I I VI T SQC SQC T SQ C T SQ C TO ln ln / )lnln( 12 21 2 2 1 1 （4-4） 式（4-4）表明，输出电流大小与电源电压无关，其值由 RS 和 N 决定。考虑 到实际工艺中器件的

45、匹配性，通常选取 N=8，便于将两个三极管安排在一个 33 的区域里，然后根据输出电流需要和电路功耗设定 RS 的大小。 图 4-1（b）是自偏置电流源的 CMOS 工艺实现形式，同样的分析可以得到： RSIVV 2DMN2GSMN1GSMN （4-5） 由 MOS 器件的饱和区电流特性，有 TH OXn D GS V )L/W(C I2 V （4-6） 将式（4-6）代入式（4-5） ，忽略 MOS 管的体效应，整理得： 第四章 其他模块电路设计 33 2 2 OXn DO K 1 1 RS 1 )L/W(C 2 II （4-7） 由于本论文设计的芯片基于标准 CMOS 工艺，因此选用图 4

46、-1（b）的电路结 构作为电流源。 分析发现，图 4-1 的电路中有两个平衡工作点，一个是电路需要的稳态工作 点，另一个则是零值电流点。为了使电路正常工作的平衡工作点是非零点，完整 的自偏置电流源电路需要增加启动电路为电路注入电流。 图 4-2 带自启动电路的自偏置参考电流源 图 4-2 中，MP3 和反相器构成自启动电路。电路加电瞬间，MP1、MP2 的栅 电压等于电源电压，此时反相器输出低电平，MP3 管导通，给 MN1 管和 MN2 管的栅极充电，MN1 和 MN2 导通使自偏置电流镜摆脱零简并点。当电流镜进入 正常工作状态时，反相器输出高电平，MP3 截至，启动电路停止工作，完成启动

47、过程。小心调节反相器中 P 管和 N 管的宽长比，使其在输入为电源电压和电流镜 正常工作条件下 MP1 和 MP2 的栅压时分别输出低电平和高电平。 为了给每一个子模块提供合适的偏置电流， 常借助图 4-3 所示的电流镜结构。 图 4-3（a）是普通电流镜结构，由于沟道调制效应，这种结构中电源电压对电流 的影响较大。若电路对要求电流精度较高，电流镜可用共源共栅结构，如图 4-3 （b）所示，共源共栅结构的缺点是比普通电流镜多消耗大约一个 VGS大小的电压 余度。如果子模块电路中具有宽输出摆幅要求，则根据需要选用图 4-3(c)所示的 改进后的宽摆幅共源共栅电流镜结构， 注意宽摆幅共源共栅结构中

48、的 A 点电压必 电子科技大学硕士学位论文 34 须满足 MOS 管工作在饱和区。 图 4-3 芯片电路中用到的电流镜结构 本论文的设计中，为了保证部分高精度运算放大器和振荡器模块的精度，另 外产生了一个温度补偿的基准电流源来提供电流偏置， 此电流值为 2A， 由正温 系数的 PTAT 电流和负温度系数的 CTAT 电流按比例叠加得到。 图 4-4 PTAT 电流和 CTAT 电流产生电路 如图 4-4（a）所示，PTAT 电流由 MP1、MP2 构成的电流镜产生，通过负反 馈配置的运放箝位，VP 和 VN 两端的电位近似相等，此时 MP1、MP2 中流过的 电流即为 PTAT 电流，其大小为： 2R NlnV I T PTAT （4-8） 其中 VT为热电压，N 为 Q2 和 Q1 的发射区面积之