相位差式激光测距传感器设计.pdf

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1、 申请上海交通大学硕士学位论文 相位差式激光测距传感器设计相位差式激光测距传感器设计 学 校： 学 校：上海交通大学 院 系：院 系：仪器科学工程系 班 级：班 级：B0703592 学 号：学 号：1070359037 工学硕士生：工学硕士生：徐家奇 工程领域工程领域： 测试计量技术及仪器 导 师 ： 导 师 ： 赵辉 教授 上海交通大学电子信息与电气工程学院 2010 年 1 月 上海交通大学电子信息与电气工程学院 2010 年 1 月 A Dissertation Submitted to Shanghai Jiao Tong University for the Degree of M

2、aster DESIGN OF PHASE-SHIFT LASER RANGING DEVICE Author: Xu Jiaqi Specialty: Measuring and Testing Technology 最小的只有0.36kg，体积只有 香烟盒那么大。激光由于方向性好，所以可以不用巨大的天线就可以发射极窄的光束 如束散角为1/2 0mrad的激光束，只需直径7.62cm的光学天线;而对微波来说，要想 得到同样的束散角，其天线直径需要305m以上。 第 4 页 1.2.31.2.3 分辨率高，抗干扰能力强 分辨率高，抗干扰能力强 窄的光束和短的脉冲宽度，不仅是微波的横向和纵向目标

3、分辨率大大提高，而且 不受电磁干扰和地波干扰。 例如在导弹的初始阶段微波测距由于严重的地波干扰而不 能使用，激光却能得心应手。激光测距仪与微波雷达结合，还可以发挥激光波速窄的 特长，弥补微波雷达低仰角工作时受地面干扰的不足。激光测距与光学经纬仪、红外 及电视跟踪系统相结合，组成光电跟踪测量系统，既可作为靶场试验的测量设备，又 常用作武器的光电火力控制系统。这种激光测距仪已广泛用于地面火炮、坦克炮的火 控系统，大大提高了命中率4。 1.3 激光测距的国内外现状 1.3 激光测距的国内外现状 激光测距具有精度高、速度快、聚焦能力强等卓越性能，因而得到广泛应用。激 光测距主要有脉冲法和相位差法两种，

4、 其中相位差法更适于中短距离 （几米几百米） 测距需求， 但是目前相位差测距精度不高， 属于mm级， 特别是在几米以内的近距离， 精度远远低于其他精密测量系统，例如激光干涉、激光三角测距等。激光干涉仪在几 十米范围内精度可达0.1um量级， 激光三角测距在一米以内测量精度可达0.01mm量 级。下面是目前市场上提供的一些激光测距仪产品5： (1) 德国喜利得激光测距仪PD40： 测量范围：0.05m 100 m （无合作目标） 测量精度：1mm 分辨力：0.1mm 激光光源：可见激光，620nm690nm，2级 防护等级：IP54 图 1-2 德国喜利得激光测距仪 PD40 价格：3480元

5、Fig.1-2 Hilti laser ranging device PD40 (2) 瑞士LEICA激光测距仪A2: 测量范围：0.05m 60 m （无合作目标） 测量精度：1.5mm 激光光源：可见激光，620nm690nm，2级 防护等级：IP54 价格：2480元 图 1-3 瑞士 LEICA 激光测距仪 A2 (3) 瑞士LEICA激光测距仪D3： Fig.1-3 LEICA laser ranging device A2 第 5 页 测量范围：0.05m 100 m 测量精度：1.0mm 分辨力：0.1mm 激光光源：可见激光，620nm690nm，2级 防护等级：IP54 价格

6、：2480元 (4) 瑞士LEICA激光测距仪LSTD6150： 图 1-4 瑞士 LEICA 激光测距仪 D3 测量范围：0.2m 200 m Fig.1-4 LEICA laser ranging device D3 测量精度：3.0mm 分辨力：0.1mm 激光光源：可见激光，620nm690nm，2级 防护等级：IP65 价格：元 图 1-5 瑞士 LEICA 激光测距仪 LSTD6150 (5) 北京润恺禾激光测距仪： Fig.1-5 LEICA laser ranging device LSTD6150 测量范围：0.1m 30 m （10%反射表面） 测量精度：1.0mm（1的输

7、出增益。混频电路图如图4-19所示： 图 4-19 混频电路原理图 Fig.4-19 Frequency mixing circuit 通过调节R4的阻值可以改变电路的增益，此时有： 4 43 R ZW RR = + (4-11) 代入(4-10)可得： 4 , 43 4 (1) 3 R WXYW RR R WXY R =+ + =+ (4-12) 设置分压反馈电路能够灵活改变电路增益， 有利于后续过零比较电路中对信号进行整 形即过零比较。 要得到测量所需的差频信号，还需要将混频器输出信号中的高频分量滤去，这里 采用有源低通滤波电路，可实现前后级的阻抗隔离，以消除相互间的影响，实验测试 取得良

8、好效果。 第 42 页 4.7 4.7 数字测相电路数字测相电路 由前述混频电路得到的差频信号通过低通滤波后， 最终进入数字测相环节进行相 位差解算，其基本电路结构如图4-20所示： 图 4-20 数字测相电路结构图 Fig.4-20 Block diagram of digital phase measuring circuit 经过混频后的两路信号 r e和 s e送入比较器转化为方波，两方波经或非门，输出一 个占空比与两信号相位差相关的方波，此方波输入至单片机进行占空比测量并计算， 进而计算出两信号相位差，测相电路波形图如下图所示： 图 4-21 测相电路波形图 Fig.4-21 Wav

9、eform of phase measuring circuit 第 43 页 完整的测相电路原理图如图4-22所示： 图 4-22 数字测相电路原理图 Fig.4-22 Schematic of digital phase-shift measuring circuit 4.7.1 MSP430 单片机 4.7.1 MSP430 单片机 传统的测相系统采用普通单片机配合外部扩展电路完成计数、计时等工作，器件 数越多，引入误差的环节将越多，且无法灵活调节器件参数如计数脉冲频率等，另外 传统单片机功耗也比较大。TI公司的MSP430F2274单片机，是一款较为新型的16 位单片机，系统工作频率最

10、高可达16MHz，含有32K的FLASH，1K的RAM以及 看门狗、 定时器、 输入输出端口等片内外设， 尤其是拥有强大功能的定时器Timer_A， 利用其捕获功能可以很方便地实现相位差的测量。其引脚图及功能图如下图所示36： 第 44 页 图 4-23 MSP430F2274 引脚图及功能图 Fig.4-23 MSP430F2274 device pinout and functional diagram Timer_A由一个16位定时器和多路比较/捕获通道组成。 每一个比较/捕获通道都 可以以16位定时器的定时功能为核心进行单独的控制。捕获比较功能的引入提高了 I/O 端口处理速度，捕获比

11、较模块能捕获应用事件的发生时间或产生定时间隔。每一 个捕获比较模块都可以对应一组硬件引脚， 捕获功能可以捕捉选定的输入引脚状态的 变化，它可以选择捕捉上升沿下降沿前后沿，如果捕捉到相应的变化，则定时器 计数值将被复制到捕获比较寄存器 CCRx 中；如果相应的中断允许，捕获/比较模块 将产生中断37。 两信号相位差的测量过程为： (1) 首先测量输入信号频率，方法是记录输入信号连续两次上升沿触发时计数器 的差值 1 N，假设定时器工作频率为 clk f，则输入信号频率为 1 / inclk ffN=. (2) 接着测量两路信号相位差，即输入信号的脉宽，方法是记录输入信号同一周 期内上升沿与下降沿

12、触发时计数器的差值 2 N，则 2/clk tNf = ，相位差 2 1 360o N N = ，对前式两边取微分，有： 221 2 11 3601 360 () NNN NN =+ (4-13) 根据精度要求， 1 10 =， 12 1NN= = ，第二项中 2 N取最大，即 21 NN= ， 以便估算最大误差，从而有 1 1 720 10 N = ，解得 1 7200N=，由于待测信号频率为5K， 因而定时器工作频率需要36MHz，高于最高工作频率。但实际上目标测量距离最大 仅为2m，此时相位差仅约为45o，因而式4-13中第二项远小于前项，故设定定时器 工作频率为12MHz，此时相位差测

13、量精度仍可维持在 1 10量级，且单片机工作比较 第 45 页 稳定，功耗较小。 4.7.2 比较器 4.7.2 比较器 测量相位的关键是确定输入信号的过零点。MSP430F2274内部自带模拟比较器， 理论上可以通过软件切换输入信号源来分别直接确定两路信号过零点， 但是当输入频 率较高或者相位差比较小时，这种方法不能保证数据采集的准确性和实时性，因此本 设计选择外部过零比较器将过零信号转为 TTL 电平正跳变，再由内部硬件捕获跳变 沿的方法确定输入信号的过零点。 下面着重介绍一下比较器的选择。比较器的原理比较简单，许多书中均有讲述， 因而此处不再赘述，然而在实际运用中常会出现意想不到的问题，

14、即输出的脉冲波形 并不像理论中那样理想，而是在输出的脉冲前后沿附近出现高频振荡。显然这样的波 形无法直接使用，会给后续电路的计数带来很大的误差。 当高速比较器被用于高速输入信号和低源阻抗输入信号时， 正常的输出响应应该 是快速和稳定的，然而，输入信号是缓变信号时，比较器可能会在阈值附近振荡，这 是由于比较器的高增益和带宽造成的，另外，干扰的存在也是造成这种振荡的直接原 因之一。 还有一点需要考虑的是比较器的门限电压38，门限电压的存在会对实际相位的 解算造成误差，这点将会在后面关于误差分析的章节详细说明。 综合上述分析，系统中实际选用的是MAXIM的高速低功耗、高精度比较器 MAX91339。

15、 该器件传播速度快 （典型值为10ns） ， 功耗低 （比较器工作电流为6mA）, 并且比较器有锁存使能功能。它与其他高速比较器的不同之处在于，当接收缓慢移动 信号时，MAX913仍能保持稳定，器件能接受差动输入信号并具有互补性的TTL兼 容输出，可广泛应用于V/F变换，高速采样等电路中。 MAX913内部的高速比较器有着独特的设计， 它能预防比较器在线性区产生振荡 而且它对输入信号的幅值要求非常的低， 小于2mv。 这样我们便不需要采取上面讨论 的增大输入电压幅值以及滞后技术等消除比较器振荡的措施，因为MAX913不需要 采取滞后技术，因此它对所有的信号处理功能更强，包括低频率信号。另外它还

16、具有 TTL锁存功能， 能够保持比较器的输出状态。 只要锁存使能信号端为高或者为浮动的， 那么输入信号对输出信号就没有任何影响。当锁存信号端为低时，输出信号受不同幅 值的输入信号控制，这时，输出所存部分为透明状态。比较器在电路中的连接如下图 所示： 第 46 页 图 4-24 比较器电路图 Fig.4-24 Schematic of MAX913 其中反相输入端采用电阻分压网络，可以灵活调节比较器的门限电压，以尽可能 减小误差；由于无需使用锁存功能因而LE端直接接地；GND端是比较器的数字地， 经实际电路测试将其与模拟地相连后电路中存有较大干扰， 且悬空并不影响电路正常 工作。 4.8 4.8

17、 本章小结本章小结 本章首先介绍了测距总体方案的设计， 对比了基于方波的多频同步测距和单频正 弦波测距，最终选用后者。随后详细介绍了测距系统各部分的硬件实现，包括激光调 制发射电路，光电检测电路，频率综合电路，混频电路以及数字测相电路。详细阐述 了各部分电路的设计思想，方案与器件选择以及设计中的注意事项。 第 47 页 第五章 相位差激光测距系统软件设计 5.1 程序实现 第五章 相位差激光测距系统软件设计 5.1 程序实现 本系统的软件设计主要是相位差测量部分的软件设计，如前章所述，可以利用 MSP430中TIMER_A的捕获功能来完成测量，当信号沿到来时，Timer_A会发出中 断且相应标

18、志位CCIFG也将置位，因此可选择中断与查询两种方式完成。由于测量 时需要取多周期计算平均值， 因而除了捕获中断外， 还将产生计数器溢出中断， 同时， 采用查询方法，每次都需要手动清除CCIFG标志位，考虑到以上两点，这里选择中 断方法。测量程序包括主程序及中断程序，各程序流程图如下图所示： 图 5-1 主程序及中断程序流程图 Fig.5-1 Flow chart of main program and interrupt program 第 48 页 主程序主要完成以下任务：关闭看门狗，设定系统时钟频率，等待晶振稳定，对 各程控器件进行初始化，启动TIMER_A计时器，随后等待相位测量中断，

19、并循环判 断是否已测得读数。 中断程序的基本思路是：首先测量输入信号周期，具体做法是取64个周期计数 值求和，然后取平均，由于输入信号频率为5kHz，系统时钟频率选定12MHz，那么 64个周期的计数值约为2400 64153600=大于计时器最大计数值65536， 势必产生溢 出中断， 所幸的是，MSP430中有专门的中断向量寄存器用以判断中断请求的中断源， 可以利用这一点设立溢出中断变量记录溢出中断次数，设此变量为overflow，则64 个周期的总计数值应为overflow*65536+TAR-start；当第64个周期的上升沿到来时， 同时将计时器中的计数值赋值给start，再更改触发

20、沿为下降沿，以进行接下来的脉宽 测量。 脉宽测量程序与周期测量程序是类似的，然而当两路输入信号的相位差很小时， 容易产生中断冲突甚至丢失中断，为此采取多周期计数并对信号周期值取余的做法， 即计时器捕获到的下降沿与捕获start值所处的上升沿之间相隔的周期数是不确定的， 期间有可能丢失中断， 但无论如何此时的计数值减去待测的相位差值正好是信号周期 的整数倍，因此将总的计数值对信号周期取余即可得到待测相位差值。经实验测试， 此方法取得了良好的效果。 5.2 本章小结 5.2 本章小结 本章主要对相位差测量系统的软件设计作了介绍，包括主程序及中断程序，给出 了两部分的流程图， 测量主要利用了TIME

21、R_A的捕获功能， 先测周期， 然后测脉宽， 从而计算出相位差，脉宽测量采取多周期计数并对周期取余的计算方法，以测量较小 的相位差。 第 49 页 第六章 实验结果与误差分析 第六章 实验结果与误差分析 在搭建实际电路之前，对各部分电路进行了仿真，通过仿真初步验证电路设计的 可行性并可以通过灵活改变电路参数完善实验方案。 仿真采用ORCAD公司的电路仿 真软件Pspice A/D，它有以下几个特点： (1)不仅可以对模拟电路进行直流、交流、瞬态等基本电路特性分析，而且可以进 行蒙托卡罗(MC)统计分析，最坏情况分析、优化设计等复杂电路特性分析。 (2)不仅可对模拟电路进行计算机辅助分析，而且可

22、以对数字电路、数、模混合电 路进行计算机模拟。 (3)可以在Windows环境下，以人机交互方式运行。绘制好电路图后，即可直接 进行电路模拟，并从电路图上直接修改设计404142。 6.1 实验结果实验结果 6.1.1 激光调制与发射电路仿真及实验结果分析 6.1.1 激光调制与发射电路仿真及实验结果分析 对图4-3中的激光调制发射电路进行仿真分析，仿真电路如图6-1所示： 图 6-1 激光调制与发射仿真电路 Fig.6-1 Simulation schematic of laser-beam modulation and emitting circuit 为方便起见，调制信号以一10MHz，

23、300mV的正弦信号发生器代替，激光二极管选 第 50 页 用与RLD65MPT3性能极为相近的SLD1121VS代替，监视激光二极管的通过电流得 到如下波形图： 图 6-2 通过激光二极管的电流仿真波形 Fig.6-2 Current waveforms out from LD 由于只能检测输出波形，因而得到的是与发生器波形反相的正弦波，其直流偏置在 50mA左右，峰峰值约为10mA，与实际需求很好的吻合了，证明方案可行，实际电 路中对负载两端的电压进行检测，得到如下波形： (a) 第 51 页 (b) 图 6-3 实际电路波形及频谱 Fig.6-3 Actual waveforms and

24、 its spectrum 调制信号幅值与直流偏置的比值为(0.48/ 2):(2.330.48*0.354)0.11，即1/10，与 需求基本符合，通过频谱分析可以看到输出波形含有很清晰的直流谱线与10MHz谱 线，激光调制与发射电路设计可行。 6.1.2 光电检测电路仿真及实验结果分析 6.1.2 光电检测电路仿真及实验结果分析 对图4-7的光电检测电路进行仿真，电路图如图6-5所示，由于仿真元器件库中 没有合适的PIN管接收器件，此处根据31将光电二极管等效为如下模型： 图 6-4 光电二极管等效模型 Fig.6-4 The equivalent model of photo diode

25、 其中iP是光电二极管转化后所得电信号，代表其是一个光控恒流源，RD代表光 电管的暗电阻，通常非常大，RS是半导体材料的串联电阻，通常很小可以忽略，CD 是光电管的结电容，通常为数pF至几十pF，且对光电管的性能有较大影响。 第 52 页 图 6-5 光电检测仿真电路 Fig.6-5 Simulation schematic of photo-electric detection circuit 运放输出波形如图5-6所示，输出信号的直流偏置在500mV左右，峰峰值在60mV 左右，能够满足后续电路对信号幅值的要求，除去初始阶段的波形不大稳定外，信号 波形比较不错。 图 6-6 光电接收仿真电

26、路输出波形 Fig.6-6 Output waveforms of photo-electric simulation circuit 第 53 页 实际电路中输出信号经过交流耦合后波形如图6-7所示： (a) (b) 图 6-7 实际输出信号及频谱 Fig.6-7 Actual waveforms and its spectrum 可见接收信号是比较干净的正弦波， 且90mV的峰峰值能够满足后续电路对于信 号幅值的要求，但是通过频谱分析发现该信号含有较大的不明原因的低频干扰，所幸 的是低频信号在通过后续混频环节中与高频本振信号混频时影响不大， 最后将作为高 频信号被滤除。 为了检验接收到的信

27、号确实是有用信号而非电路中的噪声干扰信号， 在遮挡光源 但没有关闭电源时测得接收端波形如下： 第 54 页 图 6-8 遮挡光源后接收波形 Fig.6-8 Output waveforms after light source being curtained 6.1.3 混频电路结果分析 6.1.3 混频电路结果分析 经过模拟乘法器混频后的信号如图6-9所示： 图 6-9 模拟乘法器输出信号 Fig.6-9 Output signal from mixer 可以看出，混频输出中既有差频信号，也有和频信号。为了提取出其中的差频信 号，需要进行滤波，滤波并放大后的波形如图6-10所示： 第 55

28、页 图 6-10 差频输出信号 Fig.6-10 Heterodyne waveform 输出波形完好，但存在一定的直流分量，为此需要通过后续比较器电路反相输入端的电阻网 络来抵消，另外输出有伏级的幅值，可以大大减小过零比较环节的误差。 6.1.4 整形电路结果分析 6.1.4 整形电路结果分析 得到差频信号后，需要对信号整形即过零比较，下图为差频信号通过MAX913 后的波形： 图 6-11 比较器输出波形 Fig.6-11 MAX913 comparator output 第 56 页 为了减小电路干扰，芯片的GND引脚未接地，因而输出电平并非TTL电平，低 电平为2V左右，这将影响MSP

29、430的捕获，但因为后续电路中CD4001或非门的输 入高电平为3.5V，因此可将此处的2V低电平转化为0V附近，因而不影响测量。可 以从波形图中看出信号比较干净，且抖动很小。两路信号经过或非门后输出信号如下 图所示： 图 6-12 或非门输出波形 Fig.6-12 NOR gate output 6.1.5 测相系统结果分析 6.1.5 测相系统结果分析 为了验证测相系统硬件与软件设计的可行性，利用MSP430F2274的PWM功能 产生两路频率和相位差可调的方波信号直接输入到捕获器， 由于实验中需要使计时器 工作在增计数模式，此时可利用430的另一个16位定时器TIMER_B来完成，硬件

30、连接图如下图所示： 第 57 页 图 6-13 测相系统测试原理图 Fig.6-13 Schematic diagram of phase measuring system testing 由于PWM在单次测量过程中不需要修改占空比，因此只需要在5.1节中所示主 程序中加入TIMER_B初始化程序，TIMER_B就能自动输出PWM，而不需利用中断 维持PWM输出，CPU可继续完成相位测量工作。实验测量数据如下表所示： 表 6-1 测相系统测试数据 设定值( O) 0.3 1 5 10 30 45 90 180 359 359.7 1 0.3 1.05 5.1 9.9 29.85 45.1590

31、.15180.15 358.8 359.7 2 0.3 1.05 4.95 10.05 29.85 45 90.15180.15 358.95359.85 3 0.3 0.9 5.1 10.05 29.85 45 90.15180.15 358.8 359.85 4 0.15 1.05 5.1 10.05 30 45 90.15180.15 358.8 359.7 测得值 5 0.3 0.9 5.1 10.05 29.85 45.1589.85180.15 358.8 359.7 平均值 0.27 0.99 5.07 10.02 29.88 45.0690.09180.15 358.83359

32、.76 标准差 0.07 0.08 0.07 0.07 0.07 0.08 0.13 0 0.07 0.08 误差 -0.03 -0.01 0.07 0.02 -0.12 0.06 0.09 0.15 -0.17 0.06 其中平均值所用计算公式为： 1 N i i x x N = = (6-1) 标准差公式为： () 1/2 2 1 1 N i i xx std N = = (6-2) 由表6-1可知，所有测量点的最大标准差为0.13 o ，表明测量重复性较好，较稳 第 58 页 定，所有测量点的最大误差为0.17o，最小误差为0.01o，满足精度要求，测相分辨率 约为0.3o. 但需要指出

33、的是，以上只是模拟测试结果，即用430的PWM功能模拟出两路信 号经过整形并通过或非门后的方波信号， 实际电路中整形效果并没有模拟测试中那么 完美，上升沿和下降沿有明显抖动，并且如前所述，比较器零点误差对测量结果亦会 有影响，因而实际测量中的检相精度必然要超出以上范围，详细分析见6.2节。 6.2 误差分析误差分析 6.2.1 电子线路的交叉干扰 6.2.1 电子线路的交叉干扰 在实际测量中，测量信号通道除接收到光电器件产生的有用信号外，还会接收到 一些干扰信号。由于前置放大器的非线性，干扰信号通过这些器件后会产生中频干扰 信号，影响测量结果，对于频率不等于有用信号频率的干扰信号来说，可以通过

34、窄带 带通滤波器滤除。但对于频率接近有用信号的干扰信号来说，却不能通过这些措施来 滤除，这样的干扰信号被当作有用信号一样来放大处理。因此接近有用信号的干扰信 号的干扰是最严重的。激光调制电流的频率和光电器件产生的有用信号频率相同，它 产生的高频泄漏对测量产生严重影响， 必将影响测量精度。 例如在调制频率在10MHz 的情况下，为了获得毫米级的测量精度，干扰信号必须小于有用幅值的千分之一，这 个指标对硬件系统提出了很高的要求。这种干扰有一部分是由于电路板设计缺陷（如 地线、电源线分布不好） ，及信号传输线接收到的干扰造成的。因此，只有对电路板 的布局进行合理设计、 对系统进行良好的屏蔽才能得到正

35、确的测量结果。 参考文献43 对此误差作了建模分析，指出该误差将影响测量精度的预判，并且误差幅值与调制频 率呈正相关，因而高频调制对于电路的要求将更为苛刻，这点值得引起我们的注意。 6.2.2 元器件的稳定性 6.2.2 元器件的稳定性 元器件在多种干扰环境下的稳定度对测量精度影响最为突出。 系统工作在较高频 率条件下，电子元器件会发热，其相应参数发生漂移，引起振荡频率的不稳定。LD 与光电接收二极管在发热与冷却时的参数和频率也发生很大变化。以LD为例，温度 对LD的电流/光功率特性有着较大的影响， 当温度升高时， 其 P-I特性曲线将向右平 行移动，阈值电流将以每摄氏度1% 2%的比例增加，

36、饱和输出光功率也将下降，温 第 59 页 度稳定性直接影响半导体激光器发射的频率，所以为了发射高频高精度的调制光，应 用LD要求工作温度保持稳定且调制电流纹波小。经实验证实，调制电流稳定度达到 5A而温度稳定度控制范围在10mK是可以实现的44。文献24设计了利用温度 传感器和单片机构成的温控环节，取得了良好的效果。开机预热也能在一定程度上解 决这一问题。 6.2.3 光学误差 6.2.3 光学误差 根据45，测距仪的精度会在很大程度上受到光电二极管表面光分布的影响。如 果光照太强，测距仪会对接收光光强过分敏感，如果光照太弱，信噪比太低，测距仪 无法正常工作。另一方面，尽管光电管的接收窗较小，

37、但是由于接收光谱波长范围较 大，易受环境光的干扰。 6.2.4 比较环节误差 6.2.4 比较环节误差 在测量相位差时，需要将正弦波信号整形为方波信号，常用过零比较器实现，而 过零比较器的零点误差会对测量结果有较大影响，详见下图： 图 6-14 零点误差对相位测量的影响 Fig.6-14 Effect of zero error on phase measurement 第 60 页 其中 t V为比较器阈值， PA V和 PB V分别为两输入正弦信号的峰值，Ve为考虑阈值 影响后的脉冲输出，Vo为原始脉冲输出，假设两信号的真实相位差为，考虑阈值 影响后相位差为，则有： 11 sinsin t

38、t PAPB VV VV =+ (6-3) 可见，为了减小误差，一方面要使阈值尽可能接近输入信号直流分量，另一方面需使 两信号幅值尽可能地接近。对于前者，可通过电阻分压网络调节比较器的零点电压， 如果需要更高精度，可与单片机相连进行调节；对于后者，可参考38利用定幅运放 实现，实际上，假设10 t VmV，1 PA VV，1.1 PB VV，这在技术上不难实现，则相 位误差为 11 0.010.01 sinsin0.05 11.1 o ，已经能够满足要求了。 6.2.5 测相环节误差 6.2.5 测相环节误差 根据第五章相位测量的软件设计，在式(4-13)中，令 221 modNWN=， 1

39、1/NWn=,其中 2 W为相位差测量的总计数值， 1 W为周期测量的总计数值，n为所取 周期数，这里选为n=64，可见如下示意图： 图 6-15 测相计数示意图 Fig.6-15 Schematic diagram of counting in phase-shift measurement 则有： 第 61 页 2 21 1 21 11 22 11 mod 360360 360 W WN NWN NN W nW n WW = = i (6-4) 首先考虑括号内的前一项，对其作误差分析，有： () 2 1221 11 1n WW nW WW =+ (6-5) 其中 12 1WW= ， 1 /

40、1/ 2400n W =，后项误差中考虑到相位差计数时可能出现的中 断丢失状况，取最大值 21 2400*2WW=+，则 () 2 1 2 111 4800112 24002400 Wn W n WWWn + =+ (6-6) 当n比较大时，例如对于本系统中的取值，(6-6)中的后一项可以忽略，因而由(6-4) 中前一项产生的误差为： 1 11 3603600.3 24002400 o += (6-7) 后一项的分析则较为简单，由于 2 1 W n W 的最大误差为 1 1200 ，则通常情况下 2 1 W n W 的误 差为0，只有当 2 1 W n W 落在 11 , 12001200 k

41、k + (其中k为任一正整数)区间中时，才可能 会产生360o的误差，而 2 1 W n W 落在这一区间的概率为1/6000.0017，属于小概率事 件，因此即便出现也可通过简单的数据处理方法如中值处理去除。 由以上分析不难看出，采用本文中提出的这一测相方法，与传统的外接计数电路 相比，有以下几个优点： (1) 消除了信号频率漂移引起的误差。传统方法根据输入信号及计数脉冲频率设 定门控信号，势必会受输入信号频率漂移的影响，而本文直接由输入信号触发计数， 且先对信号周期进行测定再计算，可消除这一影响。 (2) 采用连续计数避免误差累积。传统方法将待测信号与计数脉冲相与进行计数 (可参见图6-1

42、5)，并采用多周期计数取平均值的方法减小误差，但由于计数脉冲信号 与待测信号的不同步，可能造成每个周期最大1个计数脉冲的误差，那么n个周期就 第 62 页 有n个计数脉冲的累积误差；而本文在进行相位测量时采用连续计数最后取余的做 法，在全部n个周期内最大也只有1个计数脉冲的误差。 (3) 电路设计大大简化。这一点是显而易见的。 但此方法亦有一些缺点： (1) 跟所有基于计数的相位测量方法一样，精度主要取决于计数脉冲频率与输入 信号频率之比，为了得到高精度的相位测量，势必需要降低输入信号频率，或者提高 计数脉冲频率，而这两方面对电路设计会提出较高要求。在本设计中，由于采用单片 机内部晶振作为时钟

43、频率， 在设定计数频率时还需要考虑到单片机的频率上限以及稳 定性，精度受限较大。 (2) 对于角度很小的相位差测量，由于单片机执行指令需要时间，很难像传统方 法那样完成窄脉冲计数，只能采用变通的方法。 对于传统的外接计数法，文献46中提出了一种基于CPLD的多周期同步测相方 案，其时序图如图6-16所示，通过在电路中加入门控逻辑单元使得差频信号与门控 信号保持同步，从而彻底消除计数周期总数n含有的1误差，对于图6-16，相位差 可用下式表达： 2 1 2 M M = (6-8) 其中 1 M为总周期内总的计数值， 2 M为总周期内相位差的计数值。 上式两边微分后得到误差表达式： 12 2 2

44、ii cpcp ff MM n fn f =+ ii (6-9) 式中 1 M=1， 2 Mn ，因而由上面两项引起的误差可以小于 2 10量级，且消除 了本振频率漂移的影响，n 的取值可以大大减小，从而缩短了测量时间。 第 63 页 图 6-16 多周期同步测相方案时序图 Fig.6-16 Timing sequence of multi-cycle synchronous phase measurement 6.3 本章小结本章小结 本章首先给出了硬件电路测试结果，包括调制发射电路，光电接收电路的仿真及 实际电路结果，混频电路、整形电路的实际结果，以及测相系统的结果分析，基本达 到设计要求

45、。随后对系统中可能存在的一些主要误差作了定性及定量的分析，包括电 子线路的交叉干扰， 元器件的稳定性， 光学方面的误差， 比较环节及测相环节的误差， 并提出了一些改进建议。 第 64 页 第七章 同轴激光测距视觉传感器的初步研究 第七章 同轴激光测距视觉传感器的初步研究 本课题的研究目的是为了给植物视觉检测系统提供激光测距传感器， 获得三维信 息即深度信息。与此同时，该距离信息可以对二维信息进行自动校准和标定，甚至可 以帮助视觉系统进行自动调焦。因此，二者的结合不仅是简单的功能叠加，而是更高 层次的集成与优化组合，也是具有创新性的研究工作。然而，由于时间有限，目前只 完成对视觉检测系统与激光测

46、距系统的整合的初步研究与设计， 更多后续工作有待完 成。 7.1 总体设计 7.1 总体设计 系统光学结构初步方案如下图所示： 图 7-1 视觉传感器的光学结构 Fig.7-1 Optic structure of the vision sensor 在原有的视觉检测系统中，在镜头与摄像机之间安放一块半反半透镜。在摄像机 旁侧安置激光测距传感器，其测量光束通过一个固定的反射镜照摄到半反半透镜上， 然后通过镜头光轴中心投向被测目标，反射光束原路返回至测距传感器，从而实现测 距与视觉两不误。 系统电路结构参考47设计如下图所示： 镜头目标半反半透镜摄像机 反射镜 测距传感器 第 65 页 图 7-

47、2 视觉传感器的电路结构 Fig.7-2 Circuit block diagram of the vision sensor DSP对各种数字信号或数据处理的能力十分强大， 在图像处理中更是得到了广泛 的应用，基于ARM核的32位RISC微控制器在监视控制、人机接口方面非常完善， 此处通过两者结合来发挥两种处理器的巨大优势。 本系统把ARM作为主处理器，负责任务管理、数据的输入输出、对外部设备的 控制和通信，并运行嵌入式系统与人机界面；DSP作为从处理器，负责数据运算处理 及相关量的测量。ARM作为主机通过DSP的HPI接口与DSP进行数据传递。 7.1.1 ARM 板硬件结构 7.1.1

48、ARM 板硬件结构 ARM板作为实时控制与传输模块，是建立在操作系统上的一个人机交互界面和 外围控制器， 本身不参与激光测距与图像识别的运算处理和算法实现， 只是配合DSP 将图像处理结果显示出来，以及完成人机交互。它可通过USB及网络等将重要数据 传输出去，除此之外，板上还有一个JTAG接口用于程序调试。 ARM板采用S3C2410芯片作为嵌入式处理器，使用了一块16位16M的flash， 2块16位32M的SDRAM，还有其它如网络芯片、音频芯片和串口芯片。 7.1.2 DSP 板硬件结构 7.1.2 DSP 板硬件结构 DSP板有两个功能，一是作为视频图像处理模块，完成获取视频图像、实现视频 解码、视频图像处理等工作，二是作为激光测距的距离解算模块，可以直接代替前文 所述的MSP430完成相位检测。DSP板主要由DSP芯片、视频解码芯片、音频芯片 第 66 页 以及两块32位128M的SDRAM组成。DSP芯片采用TI公司推出的一款针对多媒体 应用领域的TMS320DM642，DSP通过I2C总线对视频解码芯片进行控制，以实现不 同的输入输出。 采用以上思路设计的ARM+DSP硬件系统构成结构灵活，适