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1、键入文字 电源的电源的缓启动电路原理分析缓启动电路原理分析 Version 1.0 键入文字 . Date ECO# Originated by History 1.0 2009-10-10 Song changjiang Created 键入文字 Page: 3 of 9 在电信工业和微波电路设计领域，普遍使用 MOS管控制冲击电流的方达到电流缓启动的 目的。MOS管有导通阻抗 Rds_on低和驱动简单的特点，在周围加上少量元器件就可以构成缓 慢启动电路。虽然电路比较简单，但只有吃透 MOS管的相关开关特性后才能对这个电路有深 入的理解。 本文首先从 MOSFET的开通过程进行叙述： 尽管M
2、OSFET在开关电源、电机控制等一些电子系统中得到广泛的应用，但是许多电子工程师并没有 十分清楚的理解MOSFET开关过程，以及MOSFET在开关过程中所处的状态一般来说，电子工程师通常基 于栅极电荷理解MOSFET的开通的过程，如图 1 所示此图在MOSFET数据表中可以查到 图 1 AOT460 栅极电荷特性 MOSFET的 D 和 S 极加电压为 VDD，当驱动开通脉冲加到MOSFET的 G 和 S 极时，输入电容 Ciss 充 电，G 和 S 极电压 Vgs 线性上升并到达门槛电压 VGS(th)，Vgs 上升到 VGS(th)之前漏极电流 Id0A，没有漏 极电流流过，Vds 的电压
3、保持 VDD 不变 当 Vgs 到达 VGS(th)时，漏极开始流过电流 Id，然后 Vgs 继续上升，Id 也逐渐上升，Vds 仍然保持 VDD当 Vgs 到达米勒平台电压 VGS(pl)时，Id 也上升到负载电流最大值 ID，Vds 的电压开始从 VDD 下降 米勒平台期间，Id 电流维持 ID，Vds 电压不断降低 键入文字 Page: 4 of 9 米勒平台结束时刻，Id 电流仍然维持 ID，Vds 电压降低到一个较低的值米勒平台结束后，Id 电流仍 然维持 ID，Vds 电压继续降低，但此时降低的斜率很小，因此降低的幅度也很小，最后稳定在 Vds=Id Rds(on)因此通常可以认为
4、米勒平台结束后MOSFET基本上已经导通 对于上述的过程，理解难点在于为什么在米勒平台区，Vgs 的电压恒定？驱动电路仍然对栅极提供驱动 电流，仍然对栅极电容充电，为什么栅极的电压不上升？而且栅极电荷特性对于形象的理解MOSFET的开通 过程并不直观因此，下面将基于漏极导通特性理解MOSFET开通过程 MOSFET的漏极导通特性与开关过程 MOSFET的漏极导通特性如图 2 所示MOSFET与三极管一样，当MOSFET应用于放大电路时，通常要 使用此曲线研究其放大特性只是三极管使用的基极电流、集电极电流和放大倍数，而MOSFET使用栅极电 压、漏极电流和跨导 图 2 AOT460 的漏极导通特
5、性 三极管有三个工作区：截止区、放大区和饱和区，MOSFET对应是关断区、恒流区和可变电阻区注 意：MOSFET恒流区有时也称饱和区或放大区当驱动开通脉冲加到MOSFET的 G 和 S 极时，Vgs 的电压逐 渐升高时，MOSFET的开通轨迹 A-B-C-D 如图 3 中的路线所示 键入文字 Page: 5 of 9 图 3 AOT460 的开通轨迹 开通前，MOSFET起始工作点位于图 3 的右下角 A点，AOT460 的 VDD 电压为 48V，Vgs 的电压逐渐 升高，Id 电流为 0，Vgs 的电压达到 VGS(th)，Id 电流从 0 开始逐渐增大 A-B就是 Vgs 的电压从 VG
6、S(th)增加到 VGS(pl)的过程从 A到 B点的过程中，可以非常直观的发现， 此过程工作于MOSFET的恒流区，也就是 Vgs 电压和 Id 电流自动找平衡的过程，即 Vgs 电压的变化伴随着 Id 电流相应的变化，其变化关系就是MOSFET的跨导：Gfs=Id/Vgs，跨导可以在MOSFET数据表中查到 当 Id 电流达到负载的最大允许电流 ID 时，此时对应的栅级电压 Vgs(pl)=Id/gFS由于此时 Id 电流恒 定，因此栅极 Vgs 电压也恒定不变，见图 3 中的 B-C，此时MOSFET处于相对稳定的恒流区，工作于放大器 的状态 开通前，Vgd 的电压为 Vgs-Vds，为
7、负压，进入米勒平台，Vgd 的负电压绝对值不断下降，过 0 后转为 正电压驱动电路的电流绝大部分流过 CGD，以扫除米勒电容的电荷，因此栅极的电压基本维持不变Vds 电压降低到很低的值后，米勒电容的电荷基本上被扫除，即图 3 中的 C点，于是，栅极的电压在驱动电流的 充电下又开始升高，如图 3 中的 C-D，使MOSFET进一步完全导通 键入文字 Page: 6 of 9 C-D 为可变电阻区，相应的 Vgs 电压对应着一定的 Vds 电压Vgs 电压达到最大值，Vds 电压达到最小 值，由于 Id 电流为 ID 恒定，因此 Vds 的电压即为 ID 和MOSFET的导通电阻的乘积 基于MOS
8、FET的漏极导通特性曲线可以直观的理解MOSFET开通时，跨越关断区、恒流区 和可变电阻区的过程米勒平台即为恒流区，MOSFET工作于放大状态，Id电流为 Vgs电压和 跨导乘积 电路原理详细说明： MOS 管是电压控制器件，其极间电容等效电路如图 4 所示。 图 4. 带外接电容 C2 的 N型 MOS 管极间电容等效电路 MOS 管的极间电容栅漏电容 Cgd、栅源电容 Cgs、漏源电容 Cds 可以由以下公式确定： 公式中 MOS 管的反馈电容 Crss,输入电容 Ciss 和输出电容 Coss 的数值在 MOS 管的手册上可以查到。 电容充放电快慢决定 MOS 管开通和关断的快慢，Vgs
9、 首先给 Cgs 充电，随着 Vgs 的上升，使得 MOS 管 从截止区进入可变电阻区。进入可变电阻区后，Ids 电流增大，但是 Vds 电压不变。随着 Vgs 的持续增大， MOS 管进入米勒平台区，在米勒平台区，Vgs 维持不变，电荷都给 Cgd 充电，Ids 不变，Vds 持续降低。在 米勒平台后期，MOS 管 Vds 非常小，MOS 进入了饱和导通期。为确保 MOS 管状态间转换是线性的和可预 知的，外接电容 C2 并联在 Cgd 上，如果外接电容 C2 比 MOS 管内部栅漏电容 Cgd 大很多，就会减小 MOS 键入文字 Page: 7 of 9 管内部非线性栅漏电容 Cgd 在状
10、态间转换时的作用，另外可以达到增大米勒平台时间，减缓电压下降的速度 的目的。外接电容 C2 被用来作为积分器对 MOS 管的开关特性进行精确控制。控制了漏极电压线性度就能精 确控制冲击电流。 电路描述： 图 5 所示为基于 MOS 管的自启动有源冲击电流限制法电路。MOS 管 Q1 放在 DC/DC电源模块的负电压 输入端，在上电瞬间，DC/DC电源模块的第 1 脚电平和第 4 脚一样，然后控制电路按一定的速率将它降到负 电压，电压下降的速度由时间常数 C2*R2 决定，这个斜率决定了最大冲击电流。 C2 可以按以下公式选定： R2 由允许冲击电流决定： 其中 Vmax 为最大输入电压，Clo
11、ad 为 C3 和 DC/DC电源模块内部电容的总和，Iinrush 为允许冲击 电流的幅度。 图 5 有源冲击电流限制法电路 D1 是一个稳压二极管，用来限制 MOS 管 Q1 的栅源电压。元器件 R1，C1 和 D2 用来保证 MOS 管 Q1 在刚上电时保持关断状态。具体情况是： 键入文字 Page: 8 of 9 上电后，MOS 管的栅极电压要慢慢上升，当栅源电压 Vgs 高到一定程度后，二极管 D2 导通，这样所有 的电荷都给电容 C1 以时间常数 R1 C1 充电，栅源电压 Vgs 以相同的速度上升，直到 MOS 管 Q1 导通产生冲 击电流。 以下是计算 C1 和 R1 的公式：
12、 其中 Vth 为 MOS 管 Q1 的最小门槛电压，VD2 为二极管 D2 的正向导通压降，Vplt 为产生 Iinrush 冲击电流时的栅源电压。Vplt 可以在 MOS 管供应商所提供的产品资料里找到。 MOS 管选择 以下参数对于有源冲击电流限制电路的 MOS 管选择非常重要： l 漏极击穿电压 Vds 必须选择 Vds 比最大输入电压 Vmax 和最大输入瞬态电压还要高的 MOS 管，对于通讯系统中用的 MOS 管，一般选择 Vds100V。 l 栅源电压 Vgs 稳压管 D1 是用来保护 MOS 管 Q1 的栅极以防止其过压击穿，显然 MOS 管 Q1 的栅源电压 Vgs 必须高于
13、 稳压管 D1 的最大反向击穿电压。一般 MOS 管的栅源电压 Vgs 为 20V，推荐 12V的稳压二极管。 l 导通电阻 Rds_on. MOS 管必须能够耗散导通电阻 Rds_on 所引起的热量，热耗计算公式为： 其中 Idc 为 DC/DC电源的最大输入电流，Idc 由以下公式确定： 其中 Pout 为 DC/DC电源的最大输出功率，Vmin 为最小输入电压，为 DC/DC电源在输入电压为 Vmin 输出功率为 Pout 时的效率。可以在 DC/DC电源供应商所提供的数据手册里查到。MOS 管的 Rds_on 必须很小，它所引起的压降和输入电压相比才可以忽略。 键入文字 Page: 9 of 9 图 6. 有源冲击电流限制电路在 75V输入，DC/DC输出空载时的波形 设计举例 已知： Vmax=72V Iinrush=3A 选择 MOS 管 Q1 为 IRF540S 选择二极管 D2 为 BAS21 按公式（4）计算：C21700pF。 选择 C2=0.01F; 按公式（5）计算：R2=252.5kW。 选择 R2=240kW，选择 R3=270WR2; 按公式（7）计算：C1=0.75F。 选择 C1=1F; 按公式（8）计算：R1=499.5W。 选择 R1=1kW 图 6 所示为图 5 电路的实测波形，其中 DC/DC电源输出为空载。