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1、第 26 卷 第4 期中 国 电 机 工 程 学 报Vol.26 No.4 Feb. 20062006 年 2月Proceedings of the CSEE2006 Chin.Soc.for Elec.Eng.文章编号：0258-8013（2006）04-0149-05中图分类号：TM921；TM35文献标识码：A学科分类号：47040四开关三相无刷直流电机的直接电流控制符 强，林 辉，贺 博（西北工业大学，陕西省 西安市 710072）A Novel Direct Current Control of Four-Switch Three-Phase Brushless DC MotorFU
2、 Qiang, LIN Hui, HE Bo（Northwestern Polytechnical University, Xian 710072, Shaanxi Province, China）ABSTRACT: Reviewing the traditional six-switch three-phase brushless dc motor(BLDCM), the paper analyzed the engineering feasibility of driving three-phase BLDCM by four-switch converter, in order to s
3、implify the converter topology and lower the system cost. A novel direct current control scheme was put forward to deal with the inherent asymmetric voltage vectors of four-switch converter. The systems whole working process was divided up into six operating-modes(Mode1Mode6). The conducting sequenc
4、e of four power switches were rearranged and the phase current was shaped directly by hysteresis controller. In Mode1 and Mode4, the two off-order operating-modes, the currents of different active phases were sensed and controlled independently, to compensate the silent phases EMF effect and suppres
5、s the conducting phases current distortion. An experiment system was built to verify the correctness of the plan. The results reveal the validity and reliability of the scheme.KEY WORDS: BLDCM; Four-switch converter; Asymmetric voltage vector; Direct current control; EMF Compensation摘要：在回顾传统六开关三相无刷直
6、流电机（BLDCM）基本工作原理的基础上，从简化逆变器拓扑结构，降低 BLDCM 系统成本的角度出发，分析了用四开关逆变器驱动三相 BLDCM 的工程可行性。针对四开关逆变器固有的非对称电压矢量问题，提出了四开关三相 BLDCM 的直接电流控制策略。该方法将系统整个工作过程划分为 6 种工作模式（模式 1模式 6）。并对四只功率器件的关断和导通次序作了全新安排，采用滞环控制直接产生驱动 BLDCM 所需的相电流波形。并且指出在模式 1 和模式 4 两种特殊工作状态下，可以通过相电流的独立检测、独立控制，来对非工作相的反电动势效应进行补偿，抑制工作相相电流的畸变。为了验证方案的可行性，设计了具体
7、的实验系统。最终的实验结果表明了控制策略的正确性和有效性。基金项目：国家航空基金项目（04F53036）。关键词：无刷直流电机；四开关逆变器；非对称电压矢量；直接电流控制；反电动势补偿1 引言随着电力电子技术、微电子技术、新型电机控制理论和稀土永磁材料的迅速发展，无刷直流电机（BLDCM）以其体积小、结构简单、可靠性高、输出转矩大等特点受到人们的广泛关注，并得以迅速发展1-4。随着 BLDCM 系统控制技术的日益成熟，高昂的成本逐渐成为限制其推广应用的主要障碍之一。当前在不影响性能的前提下，尽可能的降低成本已成为 BLDCM 研究的又一热点问题5-9。本文在分析传统六开关三相BLDCM 工作原
8、理的基础上，提出了一种新型的直接电流控制策略，从而利用四开关逆变器实现了三相 BLDCM 的能量传递，简化了逆变器拓扑结构，降低了系统成本。2 传统六开关三相 BLDCM 的工作原理分析图 1 给出了传统六开关三相逆变器的拓扑结构图。逆变器正常工作时可产生 6 个彼此对称的电压矢量，即：V0/2(1, -1, 0)，V0/2(1, 0, -1)，V0/2(0, 1, -1)， V0/2(-1, 1, 0)，V0/2(-1, 0, 1)和 V0/2(0, -1, 1)，其S1S3S5+AV0CBBLDCM-CS4S2S6图 1 传统六开关三相 BLDCM 结构框图Fig. 1 Tradition
9、al six-switch three-phase BLDCMPDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 150中 国 电 机 工 程 学 报第 26 卷中 V0 为直流功率母线电压，1 表示上桥臂导通，-1表示下桥臂导通，0 表示桥臂无功率器件导通。BLDCM 作为一种特殊的交流同步电机，在工作时要保证定子的旋转磁场和转子的励磁或永磁磁场严格同步。同时为了产生最大的电磁转矩，定子电枢绕组的通电次序、相反电动势和转子磁极位置也要满足一定的对应关系。常规三相 120导通 BLDCM 工作时的相电流、反电动势和转子位置信号间的关系如图 2 所示。eawt/radIaebwt/ra
10、dIbecwt/radIc00Ha1110wt/radHb001110wt/radHc100011wt/rad2p/34p/36p/30图 2 常规 BLDCM 反电动势、相电流和转子位置信号波形Fig. 2 Ideal EMF, phase current and rotor positionwaveforms of BLDCM用六开关逆变器驱动三相 BLDCM，其本质问题是如何参照转子位置传感器的反馈信号，用逆变器的电压矢量驱动 BLDCM，产生标准的相电流波形。表 1 给出了通常情况下逆变器和 BLDCM 的工作状态。表 1 常规六开关三相 BLDCM 各部分工作状态Tab. 1 Wor
11、king statue of six-switch three-phase BLDCM模式定义 转子位置 传感器信号 工作相 非导通相 逆变器工作器件模式 10601，0，1+a，-bcS1，S6模式 2601201，0，0+a，-cbS1，S2模式 31201801，1，0+b，-caS3，S2模式 41802400，1，0+b，-acS3，S4模式 52403000，1，1+c，-abS5，S4模式 63003600，0，1+c，-baS5，S63 四开关三相逆变器工作原理分析新型四开关三相逆变器的拓扑结构如图 3 所示，其中直流功率母线电压为 2V0，负载用简单的阻抗代替。四开关三相逆变
12、器用两只串联的电容代替了六开关三相逆变器的一个桥臂，仅包含 4 个功率开关器件。其工作时，存在 4 种可能的开关状态，即（1, 1），（1, -1），（-1, 1）和（-1, -1），其中 1 表示上桥臂导通，-1 表示下桥臂导通。显然（1, 1）CuS1S3A+2V0CB-CCdS2S4图 3 新型四开关三相逆变器结构图Fig. 3 Novel four-switch three-phase converter和(-1, -1)对六开关三相逆变器来说是两种无效状态。但在四开关逆变器中，由于 c 相始终与串联电容的中点相连，所以即使在这两种状态下系统仍能工作。各开关状态对应的电压矢量分别为 V
13、0(1/3,+1/3, -2/3)，V0(1, -1, 0)，V0(-1, 1, 0)和 V0(1/3, 1/3,-2/3)。和六开关三相逆变器不同，该组电压矢量不是彼此对称的（非对称电压矢量）5-9。正是由于这种固有缺陷的存在，在用四开关逆变器驱动三相 BLDCM 时，必须采用全新的策略，而不能直接沿用传统的控制方法。现在比较流行的解决方案是文献5-8提出的空间矢量法。但此法要求实时完成大量电压矢量、电流矢量的坐标变换，势必增加系统软件的复杂度，以至于要选用高档次的数字处理器芯片才能勉强满足要求。从降低成本的角度看，这并不是一种理想的解决途径。而本文提出的直接电流控制策略则巧妙的避开了非对称
14、电压矢量问题，不失为一种廉价、实用、可靠的解决方法。4 四开关三相 BLDCM 的直接电流控制4.1直接电流控制的基本方案保证 BLDCM 正常工作的核心问题是要依照图 2 所示的对应关系产生尽可能理想的相电流波形，而逆变器拓扑结构的选择和各种控制策略选取仅仅是为了满足这种要求而采取的措施。观察六开关三相 BLDCM 的 6 种工作模式，容易发现任意一种模式中都仅有两相正常导通，即任意时刻总有一相的两个开关器件均不参与工作。而且对于三相对称的 BLDCM，其三相相电流满足ia + ib + ic = 0(1)即 BLDCM 三相相电流不是彼此独立的，只要能控制其中的两相，另外一相的值也就唯一的
15、确定了。依据上面的分析，可得直接电流控制的基本思路：用滞环控制方法直接对各相相电流进行控制。表 2 给出了各种工作模式下的四开关三相 BLDCMPDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 第 4 期符 强等： 四开关三相无刷直流电机的直接电流控制151直接电流控制的具体实现方法。理想情况下相电流波形和逆变器功率器件的工作次序如图 4 所示。例如在模式 1 中，工作相为+a 相和-b 相（ia0，ib0），期望 c 相为非导通相。当 ia、ib 未达到控制电流上限时，S1 和 S4 导通，直流电源向电机馈送能量，相电流增加。当 ia、ib 达到控制电流上限时，S1 和 S4 关
16、断，同时反并联的续流二极管 D2 和 D3 导通，电机向直流电源回馈能量，相电流减小。在模式 2 中，与 b 相相连的两个功率器件S3、S4 均处于关断状态， ib= 0，则 ia=-ic，而 c 相连接至串联电容的中点，故此时只需通过控制开关S1 的通断来实现对a 相电流的控制，即可产生所需的相电流波形。其滞环控制的思路和模式 1 完全相同，S1 导通，相电流增加， S1 关断，反并联的续流二极管 D2 导通，相电流减小。表 2 新型四开关三相 BLDCM 各部分工作状态Tab. 2 Working statue of novel four-switch three-phase BLDCM模
17、式转子位置传感器信号工作相逆变器逆变器续定义工作器件流器件模式 10601，0，1+a，-bS1，S4D2，D3模式 2601201，0，0+a，-cS1D2模式 31201801，1，0+b，-cS3D4模式 41802400，1，0+b，-aS2，S3D1，D4模式 52403000，1，1+c，-aS2D1模式 63003600，0，1+c，-bS4D3电流上限电流给定ia/A wt/rad电流下限ib/A wt/radic/A wt/rad模式 1 模式 2 模式 3 模式 4 模式 5 模式 6图 4 四开关三相 BLDCM 相电流波形及功率器件导通次序Fig. 4 Four-swi
18、tch three-phase BLDCM phasecurrent waveform and power-switch working statue4.2 直接电流控制方案的完善非工作相反电动势的补偿在上述 6 种模式中，模式 1 和模式 4 是比较特殊的。理想情况下，a 相和 b 相是工作相，c 相为非导通相，即要保证 c 相相电流为零。然而实际系统中，c 相连接至串联电容的中点，加之 c 相反电动势的作用，如果仅用上述基本控制方案，参与工作的一对开关器件采用完全相同的通断控制信号，则 c 相电流不可能保持为零。这也将最终导致 a 相、b相相电流的畸变和整个控制策略的失效。解决上述相电流畸
19、变问题的方法称为非工作相反电动势补偿法。具体来说，就是要独立的检测 a 相和 b 相相电流，并依此对参与工作的一对开关器件的通断进行独立控制，从而达到对 a 相和 b 相相电流的独立控制。例如在模式 1 中，当 ia 未达到控制电流上限时，S1 导通，相电流增加；当 ia 达到控制电流上限时，S1 关断，同时反并联的续流二极管 D2 导通，相电流减小。而当 ib 未达到控制电流上限时，S4 导通，相电流增加；当 ib 达到控制电流上限时，S4 关断，同时反并联的续流二极管 D3 导通，相电流减小。这样在 Mode1 中就可以始终维持 ia = I*，ib=- I*，确保 ic = 0（其中 I
20、*为相电流的期望值）。在精度允许的范围内，忽略齿槽效应、电枢反应，并且不计磁滞、涡流、温度对 BLDCM 参数的影响，三相 BLDCM 绕组电压平衡方程10-15可表示为ur 0 0 i L 0 0ieuNa a a a(2)ub = 0 r0 ib + 0 L0 D ib + eb + uN u0 0 r i 0 0 Lieuc c c c N 其中，ua、ub、uc 为定子绕组对地电压；ia、ib、ic为定子绕组相电流；ea、eb、ec 为定子绕组的相感应反电动势；uN 为中点对功率地电压；r、L 分别为每相绕组的电阻和自感；D 为微分算子。在模式 1 中，当开关器件 S1 和 S4 采用
21、完全相同的通断控制信号时，式(2)可改写为s 2V r 0 0 i L 0 0 a(1- s) 2V = 0 r 0 ib + 0 L 0ux0 0 r i 0 0 L cieu a aN (3)D ib + eb + uN ieu c c N 其中，ux 为串联电容的中点电压，也即 c 相的对地电压；s 为对 S1、S4 的通断控制信号，导通时为 1，关断时为 0。由式(3)可得uN =1(ux - ei + 2V0 )(4)3i=a,b,c式(4)表明在模式 1 中无论s为任何序列，uN 都将按式(4)所约束的规律变化。即 uNV0，加在 a 相、b相上的电压矢量不对称，iaib，ic0，
22、从而造成工作相相电流的畸变。当开关器件 S1 和 S4 采用彼此独立的通断控制信号时，式(2)可改写为PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 152中 国 电 机 工 程 学 报第 26 卷s 2Vr00 i L00（工作电流为+ia，-ib 或-ia，+ib）中电流的波动较a0r a0L其它模式更为剧烈，这无疑会引起 BLDCM 输出(1- sb ) 2V0= 00 ib+ 0 ux00r i00L转矩的波动。这种相电流的波动可以通过调整电 cie u流采样频率和滞环控制的阈值宽度在一定程度上 a a N(5)得以改善。图 6(b)为模式 1 中控制 S1 和 S4 通
23、断的D ib +eb + uN c c Nie u触发信号波形。两组信号是完全彼此独立的，这其中，sa 和 sb 分别为 S1 和 S4 的通断控制信号，导正是相电流独立检测、独立控制，非工作相反电通时为 1，关断时为 0。由式(5)可得动势补偿法的体现。uN=1ux - ei + (sa - sb +1)2V0 (6)3i=a,b,c格式(6) 表明只要选取恰当的控制序列sa 和15A/sb，就可以保证 uN=V0，确保加在 a 相、b 相上的50ms/格电压矢量对称，ia=-ib= I*，ic=0，从而抑制工作相相电流的畸变现象。而控制序列sa和sb获取的标准格就是要保证 ia= I*，i
24、b=- I*，具体方法就是前面提到15A/的相电流的独立测量和独立控制。50ms/格从上面的分析可以看出，所谓的直接电流控制主要体现在两个方面：直接从 BLDCM 的工作机格理出发，利用滞环控制产生所需的相电流波形；15A/在模式 1 和模式 4 中对两工作相的相电流独立控制，对非工作相的反电动势效应进行补偿。50ms/格(a)工作相电流波形图5 实验结果分析为了验证上述四开关三相BLDCM 直接电流控制策略的可行性，设计了如图 5 所示的实验系统。其中中央处理单元采用 Texas Instrument 公司的低档 MCU 芯片 MSP430，逆变器用 International Rectif
25、ier 公司的功率 MOSFET RFP40N10 按四开关拓扑结构构建，驱动电路选用了 International Rectifier 公司的 IR2110，并挑选了 Joint System 公司的 NP 通用型电流变送器检测相电流。测试用BLDCM 的额定电压 100V，额定转速 2500r/min，极对数为 2。MCUIR2110四开关逆变器Ia Ib Ic恒转S1S2功率驱动BLDCM矩负载MSP430S3S4MOSFET磁粉制A/DIR2110RFP40N10动器相电流检测图 5 实验系统结构框图Fig. 5 Block diagram of experiment system测试
26、系统的实验结果如图 6 所示。其中图 6(a)为 BLDCM 各相的相电流波形。它表明采用四开关三相逆变器的直接电流控制可以获得所需的标准相电流波形。但和传统的六开关三相逆变器相比，相电流的波动增大了。而且在模式 1 和模式 45A/格10ms/格5A/格10ms/格(b)驱动信号及对应电流波形图 6 四开关三相 BLDCM 实际工作波形Fig. 6 Experiment waveformsof designed four-switch three-phase BLDCM从上面对实验结果的分析可以看出，四开关逆变器结合直接电流控制策略完全可以产生驱动三相 BLDCM 所需的相电流波形，获得和六
27、开关三相 BLDCM 媲美的调速效果，达到期望的性能指标。6 结论在分析了六开关三相BLDCM 的工作机理和四开关逆变器固有的非对称 PWM 电压矢量问题的基PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 第 4 期符 强等： 四开关三相无刷直流电机的直接电流控制153础上，提出了四开关逆变器直接电流控制策略。利用电流滞环控制直接产生所需的相电流波形，并深入分析了如何利用非工作相反电动势补偿法，防止相电流波形畸变。理论分析和最终的具体实验结果都证明了整个策略的正确性和可行性。四开关三相 BLDCM 的直接电流控制在保证系统性能指标的前提下，降低了系统成本，有着广阔的应用前景。参考
28、文献1 Vas PhD P，DSc，Ceng，et alElectrical machines and drives: present and futureCBari Italy：Electrotechnical Conference on Industrial Applications in Power Systems，Computer Science and Telecomm-unications(MELECON 96)，19962 Pillay P，Freere PLiterature survey of permanent magnet ac motors and drivesCSan
29、 Diego CA USA：Industry Applications Society Annual Meeting，19893 韦鲲，任军军，张仲超三次谐波检测无刷直流电机转子位置的研究J中国电机工程学报，2004，24(5)：163-167Wei Kun，Ren Junjun，Zhang ZhongchaoResearch on the scheme of sensing rotor position of BLDCM based on the third harmonic componentJProceedings of the CSEE，2004，24(5)：163-1674 邹继斌，
30、徐永向，余成龙正弦波无刷直流电机的新型转子位置检测方法J中国电机工程学报，2002，22(12)：47-49Zou Jibin，Xu Yongxiang，Yu ChenglongA novel detecting method of the rotor position of PMSMJProceedings of the CSEE，2002，22(12)：47-495 Van H W，Broeck D，Van J D，et alA comparative investigation of a three-phase induction machine drive with a compone
31、nt minimized voltage-fed inverter under different control optionsCOrlando USA： IEEE/IAS Int. Semiconductor Power Converter Conf.，19826 Itoh J I，Fujita KNovel unity power factor circuits using zero-vector control for single-phase input systemsJ IEEE Trans. Power Electron.，2000，15(1)：36-437 Blaabjerg
32、F，Neacsu D O，Pedersen J KAdaptive SVM to compensate dc-link voltage ripple for four-switch three-phase voltage-source inverterJIEEE Trans. Power Electron.，1999，14(s)：743-7528 Lee Byoung-Kuk ，Kim Tae-Hyung ，Mehrdad Ehsani On thefeasibility of four-switch three-phase BLDC motor drives for low cost com
33、mercial applications：topology and controlJIEEE Transactions on Power Electronics，2003，18(1)：164-1729 Park Sang-Hyun，Kim Tae-Sung，Ahn Sung-Chan，et alA simple current control algorithm for torque ripple reduction of BLDCM using four-switch three-phase inverterJIEEE Trans. Power Electron.，2003，12(s)：57
34、4-57910 Pillay P ，Krishnan R Modeling ，simulation，and analysis of permanent-magnet motor drives，part ：The brushless DC motor driveJIEEE Transactions on Industry Applications，1989，25(2)：247-27911 李鸿儒，顾树生基于神经网络的 PMSM 速度和位置J中国电机工程学报，2002，22(12)：32-35Li Hongru，Gu ShushengNeural-network-based adaptive ob
35、server of position and speed of PMSMJProceedings of the CSEE，2002，22(12)：32-3512 Zhang Xiangjun，Chen Boshi，Influences of PWM mode on the current generated by BEMF of switch-off phase in control system of BLDCM JIEEE Trans. Power Electron.，2001，12(s)：579-58213 Zhang Xiangjun ，Chen Boshi Influences of
36、 PWM modes on commutation torque ripples in sensorless BLDCM control system JJournal of Shanghai University(English Edition)，2001，5(3)：217-22314 王旭东无位置传感器开关磁阻电动机位置的检测与预报J中国电机工程学报，2000，20(7)：5-8Wang XudongPositions detection and forecast of sensorless switched reluctance motorJProceedings of the CSEE
37、，2000，20(7)：5-815 杨波，曹家勇，成幼平无位置传感器的 SRD 调速系统的初始位置检测J中国电机工程学报，2002，22(12)：101-105Yang Bo，Cao Jiayong，Chen YoupingInitial position detection of sensorless SRD systemJProceedings of the CSEE，2002，22(12)：101-105收稿日期：2006-01-23。作者简介：符 强（1978-），男，陕西兴平人，博士研究生，研究方向为检测技术与自动化装置。（责任编辑 云爱霞）PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建