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1、第 33 卷 第 12 期中国 电 机 工 程学报Vol.33 No.12 Apr.25, 2013138 2013 年 4 月 25 日Proceedings of the CSEE2013 Chin.Soc.for Elec.Eng.文章编号：0258-8013 (2013) 12-0138-07中图分类号：TM 352文献标志码：A学科分类号：47040电励磁双凸极电动机三相六拍控制策略研究刘星，陈志辉，朱杰，张磊，马小寒(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室(南京航空航天大学)，江苏省 南京市 210016)Researches on the Three-phase Six-state
2、 Control Strategy ofDoubly Salient Electro-magnetic MotorsLIU Xing, CHEN Zhihui, ZHU Jie, ZHANG Lei, MA Xiaohan(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion (Nanjing University of Aeronautics and Astronautics), Nanjing 210016, Jiangsu Province, China)ABSTRACT: A 12/8-pole dou
3、bly salient electro-magnetic motor (DSEM) has been studied in this paper, and its basic working principle in motoring stage has been analyzed in detail. Based on the research of the three-phase three-state (TPTS) control mode, a novel strategy of the three-phase six-state (TPSS) control and its in-d
4、epth analysis are presented. In conclusion, simulations and experiments of the two different strategies are conducted with a 37 kW 12/8 DSEM prototype. The simulation and experiment results demonstrate that, compared with traditional control methods, the TPSS control method is helpful to increase th
5、e motor output torque, reduce the torque ripple as well as improve the motor starting performance.KEY WORDS: doubly salient machines; advanced angle control (AAC); motor-operation; three-phase six-state (TPSS); torque ripple; finite-element simulation摘要：以 12/8 极电励磁双凸极电机(doubly salient electro-magnet
6、ic motor，DSEM)为研究对象，分析其电动运行的工作原理；在对其三相三拍(three-phase three-state，TPTS)控制的研究基础上，提出了三相六拍(three-phase six-state，TPSS)控制策略，并对其控制原理进行了分析。最后，以 37 kW、12/8 极 DSEM 为例分别对上述两种控制策略进行了仿真和实验验证。结果表明，与传统的控制方式相比，采用三相六拍控制策略有助于提高电机输出转矩，抑制转矩脉动，使电机具有良好的起动性能。关键词：电励磁双凸极电机；提前角控制；电动运行；三相六拍控制；转矩脉动；有限元仿真0 引言双凸极电机是于 20 世纪 90 年
7、代提出的一种新基金项目：江苏省科技支撑计划项目(BE2011179)。The Science and Technology Support Project of Jiangsu Province (BE2011179).型无刷直流电机1-3，其定转子结构与开关磁阻电机(switched reluctance machine，SRM)相似。电励磁双凸极电机(doubly salient electro-magnetic motor， DSEM) 是在永磁双凸极电机 (doubly salient permanent magnetic motor，DSPM)的基础上发展而来的。该电机用励磁绕组替代
8、 DSPM 定子磁钢，因此与 DSPM 相比，DSEM 内部磁场可以通过励磁绕组电流来控制，从而方便地实现电动过程的弱磁控制和发电过程的调压控制。这种电机结构简单、成本低、可靠性高、容错性能好，在航空、石油化工等领域具有广阔的应用前景，受到了国内外学者的广泛关注4-8。目前双凸极电机的研究主要集中在电机本体优化设计、系统建模和控制策略等方面9-11。然而，与 SRM 和 DSPM 类似，DSEM 在运行时也存在较明显的转矩脉动，造成电机转动噪音大、振动剧烈、转速波动大等问题，在一定程度上限制了其应用范围12；此外，电动运行时，在绕组换相时刻，母线反向电流较大，即电机向母线电容回馈能量，这一方面
9、会导致系统的无功功率较大，另一方面也会增大线路损耗。因此，对 DSEM 的控制策略进行研究，寻求能有效减小其转矩脉动和母线反向电流的控制方法，对于 DSEM 的发展来说非常关键。电源谐波、齿槽效应、绕组换相等是造成双凸极电机转矩脉动的主要原因，其中绕组换相对转矩的影响更为明显。文献13-14分析了齿槽效应对双凸极电机转矩脉动的影响。文献13提出了转子斜槽结构的 DSPM，分别建立了直槽与斜槽结构的电机模型；经仿真分析，得出斜槽结构有助于减小双第 12 期刘星等：电励磁双凸极电动机三相六拍控制策略研究139凸极电机转矩脉动的结论，该方法提出的斜槽电机加工难度较大，且会降低电机有效转矩，转矩脉动改
10、善效果也相对有限。文献14从磁阻转矩的角度分析了 DSPM 转矩脉动，通过选取电机定转子极弧和配置磁钢参数，减小了磁阻转矩对转矩脉动的影响，该方法对电机磁钢材料要求较高，需选用高矫顽力、高磁阻的永磁铁，增加了电机的制作成本。文献15采用半桥变换器拓扑，实现了对 DSEM 电机相电流的独立控制，有助于减小电机转矩脉动，该方法没有考虑实际应用中电流波形对控制策略的影响，且需保证分裂电容充放电平衡，控制较为复杂。本文通过对电励磁双凸极电机电动运行原理的分析，提出了一种三相六拍(three-phase six-state，TPSS)提前角控制策略，并分别对逆变器上、下开关管换相时刻电路导通模态进行分析
11、，列出了换相时刻电路的电压方程。分别建立了三相三拍(three-phase three-state，TPTS)和三相六拍控制策略下的有限元模型，分析了电机在不同提前角度控制下的电流和转矩波形。 分别进行了转速为 3 000 r/min 时电动机空载和负载实验。仿真和实验结果表明，采用三相六拍控制方法可以有效提高电机输出转矩，增大电机出力，抑制转矩脉动。1 电机结构和工作原理1.1电机结构图 1 给出了一台 12/8 极 DSEM 截面图，其定、转子均为凸极齿槽结构，由硅钢片叠压而成，定子齿上绕有集中式电枢绕组，励磁绕组嵌于定子轭中，转子无绕组，每相绕组由每相所对应的空间 4 个定子极上的线圈经
12、串联组合而成。电机在任意转相绕组子位置时，定转子重叠角度为定值，电机合成气隙磁导为常数，励磁绕组所匝链的磁链不随转子位置而变化16。1.2工作原理DSEM 与 SRM 结构相似，但工作原理有较大差别。电动运行时，SRM 只能半周期工作，而 DSEM 可以全周期工作，电机利用率更高17。DSEM 驱动系统主要由功率变换器、双凸极电机、位置传感器和控制器 4 部分组成，其主电路拓扑如图 2 所示。+ Q1D1Q3D3Q5D5UdcC- Q4D4Q6D6Q2D2iaibicA B C图 2 DSEM 驱动主电路Fig. 2 Main circuit of the DSEM为便于分析，首先对每相绕组同
13、名端、电势和相电流的正方向进行定义。如图 3(a)，给出电机各相磁链与绕组连接关系，以及同名端的定义。图 3(b) 为电机 A 相绕组等效示意图，此处忽略了绕组电阻和相间互感。当电机转子按图示方向旋转时，各相绕组所匝链的磁链 y p(p = a,b,c)随转子位置的不同而变化，此时线圈中将感应产生电动势，该电动势的方向可由楞次定律确定，即电势正方向与磁链方向满足右手定则，电流正方向与电势正方向满足正相关的关系。Z*CX*A Y*By cy ay b 定子侧转子侧n电励磁绕组转子定子ACB(a) 定义的电机磁链正方向与绕组同名端之间关系Xea*iaALa(b) 电机一相绕组等效电路图 3 绕组磁
14、链、电势、电流正方向及同名端的定义Fig. 3 Definition of the dotted terminals and the positivedirection of winding flux, potential and current电机转矩18为图 1 12/8 结构 DSEM 截面图Fig. 1 Cross section of 12/8 DSEMT=1i 2L p+ i iLpf,p = a,b,c(1)p2 pq p fq140中国 电 机 工 程 学 报第 33 卷式中：ip、Lp 分别为相电流和相电感；if 为励磁电流； Lpf 为各相绕组和励磁绕组间的互感；q 为电角
15、度。DSEM 电动运行时绕组通电模式遵循“电感上升区通正电，电感下降区通负电”的原则19。如图 4 所示，在换相点 120、240、360 时刻，由于电机绕组电感的影响，电机相电流不能突变，原导通相电流逐渐减小到 0，原关断相电流由 0 逐渐增大至稳态值，这会引起电机瞬时转矩下降，从而造成电机平均输出转矩降低，影响电机出力20。LaLb qLc qiaqibqicqq0120 240 360图 4 DSEM 通电模式(三相三拍)Fig. 4 Conduction mode of DSEM(TPTS)当电动机转速较高时，此时绕组反电动势较大，换相时相电流上升率减小，造成电机输出转矩降低。为了使电
16、机处于最佳的出力状态，必须优化控制策略，增大电机在有效转矩区内的相电流数值，提高电机输出转矩。2 提前角控制2.1三相三拍控制在标准角控制(standard angle control，SAC)策略的基础上将主电路上、下开关管开关时间同时提前角度 a，即为三相三拍提前角控制(advanced anglecontrol，AAC)策略，如图 5(a)所示。与 SAC 相比，采用三相三拍 AAC 可以提高电机相电流上升率，从而提高电机相电流有效值，增大输出转矩。2.2三相六拍控制采用 SAC 或三相三拍 AAC 策略时，由于换相时存在死区时间 d (见图 5(a)，这会使绕组中电流瞬时降到 0，导致
17、系统输出转矩瞬时为 0，电机转矩脉动较大。在主电路上、下开关管开关时间同时提前一个角度(定义为 a )的基础上，再将主电路各上管提前另一个角度(定义为 b )开通和关断，即为三相六拍控制策略(见图 5(b)，电机绕组在一个电周期内有 6 种导通状态。当选择合适的 a 和 b 角时，采用这种控制策略一方面可以增加电机的输出转矩，另一方面还可以减小转矩脉动。LaLb qLc qiaqibqicqq0120240360Q1Q3Q5Q1Q3Q2Q4Q6Q2Q4a d(a) 三相三拍控制策略bQ1Q3Q5Q1Q3Q2Q4Q6Q2Q4a(b) 三相六拍控制策略图 5 提前角控制策略Fig. 5Advanc
18、ed angle control strategy当开关管 Q1 关断，Q3 开通，Q2 保持开通时，在区间120 - a - b, 120 - a 内，系统存在图 6(a)所示两条电流回路，该模态可用式(2)表示，此时母线电流 iin = ib。i:u= - e+ e+ i( R+ R ) + ( L+ L )dib 1dcbcbbcbcdtdia(2)i:0 = - e+ e + i ( R + R) + ( L+ L ) 2acaacac dti= - ( i+ i) cab当开关管 Q2 关断，Q4 开通，Q3 保持开通，且二极管 D4 续流已结束时，在区间120 - a, 120内，
19、此时系统也存在两条电流回路，如图 6(b)所示，其导通模态可用式(3)表示，此时母线电流 iin = -ia。i:u= e- e- i(R+ R) - ( L+ L)dia 1dcabaababdtdic(3)i2: 0 = eb - ec + ic (Rb + Rc )+ (Lb + Lc )dt= - (ia + ic )ib若开关管 Q2 关断，Q4 开通，二极管 D4 续流未结束，则此时系统的电流回路如图 6(c)所示，电机绕组通过 D4、D5 组成的电流回路 i1 向母线电容回馈能量，母线电流出现负值，其导通模态可表示为i:u= e- e- i(R+ R) - ( L+ L)dia
20、1dcacaacacdtdib(4)i2: 0 = - eb + ec + ib (Rb + Rc ) + (Lb + Lc )dt= - (ia + ib )ic第 12 期刘星等：电励磁双凸极电动机三相六拍控制策略研究141i1+ iinQ3 Udc CD4i2Q2- ibABC(a) T2、T3、D4 导通电路模态i1+ iini2Q3D5Udc CQ4 - ia ABC(b) T3、T4、D5 导通电路模态 i1+ iinQ3i2D5Udc CD4- iaABC(c) T3、D4、D5 导通电路模态图 6 换相时电路模态Fig. 6Conduction mode during circ
21、uit commutation同理，分析其他区间电路导通模态，可得如下结论：对于三相六拍控制策略，当主电路上管换相时，母线电流与换相后桥臂对应的相绕组电流相同；当主电路下管换相时，母线电流与换相后桥臂对应的相绕组电流大小相等，方向相反。因此，选择适当的 a 角，使下管在其对应相电流为负值时换相，再选择适当的 b 角，使上管在其对应相电流为正值时换相，这样可以保证母线无反向电流出现。b 角和负载的大小是决定母线有无负值的重要因素，当负载较大时，需较大的b 角才能保证换相时前一相已续流结束。换相时相电流在电机绕组间续流，可有效抑制电机合成转矩脉动。3 仿真与实验3.1有限元仿真按表 1 所示的电励
22、磁双凸极电机参数分别建立表 1电机参数Tab. 1Parameter of electric machine参数数值定子极数12转子极数8励磁绕组电阻/W2相绕组电阻/mW3.09励磁绕组自感/mH373相绕组自感最大值/mH0.09相绕组自感最小值/mH0.018相绕组与励磁绕组互感最大值/mH4.2相绕组与励磁绕组互感最小值/mH0.8额定转速/(r/min)12 000额定功率/kW37三相三拍和三相六拍控制策略下的有限元模型。选择在励磁电流为10 A，母线电压分别为83 和133 V，电机转速 3 000 r/min 时进行仿真，分别观察选择不同的 a 和 b 时电机的输出转矩和母线电
23、流。图 7 给出母线电压为 83 V，分别采用标准角(a = 0, b = 0)和 a = 0, b = 10 提前角控制时的电机负载运行相电流和母线电流仿真波形，此时相电流有效值分别为 24 A 和 60 A。由图 7 可以看出，当 q = 55时，标准角控制下的电机相电流为负值，母线电流此时也为负值，这是由于母线电压较低，此时电机绕组感应电势大于母线电压，电机向母线电容回馈能量，使电流出现负值。可见，与传统三相三拍控制相比，三相六拍控制可以显著提高电机在有效转矩区内的相电流有效值，同时还能有效减小母线反向电流。150a = 0, b = 10/A50ai-50a = 0, b = 0-15
24、04070100130q /()(a) 相电流波形150a = 0, b = 10/A50ini-50a = 0, b = 0-1504070100130q /()(b) 母线电流波形图 7 SAC 与 a = 0, b = 10 时电机仿真波形Fig. 7Simulation waveforms with SAC and a = 0, b = 10142中国 电 机 工 程 学 报第 33 卷当选择不同的 a 和 b 角时，电机的输出转矩与母线电流变化明显。图 8 给出母线电压为 133 V 时电机的仿真波形。由图 8 可以看出，当 a = 0、b = 0 (SAC)时，电机的输出转矩约为
25、41.7 Nm，转矩脉动(KT)约为 102%，此时母线反向电流达 600 A；当a = 8、b = 16 时，与 SAC 相比电机输出转矩增大近一倍，约为 82.3 Nm，转矩脉动减小至 53%，母线反向电流减小至约 300 A；当 a、b 继续增大至 a = 16、b = 32 时，输出转矩增大为 112.5 Nm，母线反向电流很小，约为 70 A，但此时转矩脉动较大，约为 78%。图 9 给出了取不同的 a 和 b 提前角160 a = 16, b = 32a = 8, b = 16/(Nm)12080out40T040a = 0, b = 070100130q /()(a)输出转矩波形
26、800 a = 16, b = 32400/A0ini-400-80040a = 0, b = 0a = 8, b = 1670100130q /()(b) 母线电流波形图 8 a、b 取不同值时电机的仿真波形Fig. 8Simulation waveforms with different a and b时，电机转矩脉动和母线反向电流最大值(iin-re)的三维曲面示意图。由图 9 可以看出，与传统控制策略相比，选择适当的上、下管开关提前角度，可使转矩脉动率减小约 50%，母线反向电流最大值减小为原来的 1/10。3.2实验结果为了对上述仿真、分析结果进行验证，制作了一台参数如表 1 所示的
27、试验样机，搭建了双凸极电动机控制系统，分别进行了三相三拍和三相六拍控制下的电动机空载和负载实验。在实验中，设定电流斩波限为 240 A，励磁电流为 10 A，电机的转速随母线电压的增加而逐渐上升。负载实验是通过双凸极电动机带动一台额定功率为 22 kW、额定转速 3 000 r/min 的异步电机并网完成的，采用“二瓦特表”法测量异步电机并网后的输出功率，将其读数近似为双凸极电动机的输出功率。图 10 给出三相三拍控制下，母线电压 Udc = 83 V，电机负载运行时相电流和母线电流的实验波形，图中 PB 为电机 B 相位置信号，其上升沿出现在 A 相定、转子轴线重合时刻，Q3 为开关管驱动信
28、号，此时相电流有效值为 30 A，输出功率为0.7 kW。)格PBV/Q3 (10Bia)格PV/ (20)3格ibQKT/%iin-re/A10080604008600400200008KT/%10011090100809070806070506024405016168 b /() 243240 0a/()(a) 转矩脉动曲面图iin-re/A 500600 400500 300400 200300 100200 010024168162432a /()b /()40 0(b) 母线反向电流最大值曲面图A/ (80b, iait (500 ms/格)(a) 相电流实验波形)格udcV/ (2
29、0dcuA/ )格iin (91init (1 ms/格)(a) 母线电流实验波形图 10 SAC 策略下电机实验波形Fig. 10Experimental waveforms with SAC strategy当采用三相六拍控制，a = 0、b = 10，且电机图 9a、b 取不同值时的三维曲面图Fig. 93-D curved surfaces with different a and b负载运行时，相电流和母线电流波形如图 11 所示，此时相电流有效值约为 75 A，输出功率为 3.6 kW。第 12 期刘星等：电励磁双凸极电动机三相六拍控制策略研究143)格PBV/Q3 (10Bia)
30、格PV/ (20)3QA/格ib (80b, iait (500 ms/格)(a) 相电流实验波形)格udcV/ (20dcuA/ )格iin (91init (1 ms/格)(b) 母线电流实验波形图 11 a = 0、b = 10 时电机实验波形Fig. 11Experimental waveforms with a = 0 and b = 10由于异步电机并网运行时转速基本保持不变，因此输出功率的增加对应着电机输出转矩的增大。由此可见，采用三相六拍控制时，电机输出转矩增大，母线反向电流减小，与仿真波形保持一致。根据实验所测数据，分别绘制了三相三拍取不同a 角时，以及三相六拍取相同 b 角
31、、不同 a 角时的电机输出功率与母线电压关系曲线，如图 12 所示。如图 12(a)所示，在相同的母线电压下，当三相三拍提前角a 由 0 增大至 50时，电机的输出功率均得到较大提高。在上述三相三拍提前角控制的基础上，再将上管提前 8 时，如图 12(b)所示，电机输出功率与标准角控制时相比显著增加，但当a 45 时，由于此时产生负转矩的区域较大而产生正转矩区域较小，电机的输出功率减小，不利于电机出力。因此，为了使电机出力最大，应选择合适的 a 和 b 值。由于实验室条件有限，未能观测转矩波形。10a = 30a = 208/kW6a = 40a = 50a = 10out4P2标准角05565758595105115125Udc/V(a) 三相三拍，不同 a 角时输出功率对比10 a = 20, b = 8 a = 10, b = 88a = 45,a = 5, b = 8b = 8/kW6a = 30,b = 8