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1、课程设计名称：电力电子技术设计论文 题 目： PWM交流斩控技术的交流稳压电源简单设计 专 业：电气工程及其自动化班 级： 姓 名： 学 号： 课程设计任务书一、设计题目： PWM交流斩控技术的交流稳压电源简单设计二、设计任务 三、设计计划：第一天选择课程设计题目,确定课程设计任务 第二天根据课程设计任务进行查阅资料 第三天进行整理资料及进行设计 第四天进行可行性分析 第五天进行电脑录入输出四、设计要求指 导 教师：教研室主任：时 间： 年 月 日摘要近几年来，随着我国经济建设的发展，通信设备和通信网点在全国各地迅速增长，通信手段越来越先进。在各种程控数字交换设备和数字传输网得到广泛应用的同时
2、，对系统供电设施的要求也越来越高。目前，国内的各类程控电源已相继投入市场，通信电源系统正在逐步向集中监控、少人职守或无人职守的方向发展1。早期的供电方式为集中供电，即供电设备集中和供电负载集中。这种方式的优点是：整流器、蓄电池、监控和配电设备都集中放置在配电室，各种电压的电池组都放置在电池室，因而供电容量大，且无须考虑电池兼容问题，供电设备的干扰也不会影响主通信设备。但是此种方式也有很多缺点：设备体积和重量较大，供电线路笨重，系统扩容困难。为改进这些不足，分散供电方式逐渐得到广泛的使用。所谓分散供电，就是指供电设备有独立于其他供电设备的负载，即负载分散或电池与负载都分散。此种方式的优点包括：占
3、地面积小，节省材料，较低的损耗，运行维护费用低，供电可靠性高等等。无论哪种方式供电，程控数字交换设备一般都以直流电源供电为主。直流电源又由基础电源和机架电源构成。基础电源是指包括整流器、蓄电池、监控和配电设备在内的直流供电系统。机架电源则是指交换机上的插件电源。对于基础电源来讲，为产生所需要的各种直流电压（一般为-48V，也有少量采用-24V），都需要将工频电网的单相220V或三相380V交流电压进行AC/DC和DC/DC变换。因此，变换器性能的好坏直接关系到整个通信电源系统的供电质量。本设计利用PWM交流斩控技术,对传统的交流稳压电源进行了改进,性能照以往的稳压电源有了很大的提高。目录1 宗
4、述12 系统校正中的基本问题12.1 被控对象12.2 性能指标12.3 系统带宽的确定23 串联综合法校正原理33.1 原理概述33.2 公式推导33.2.1 传递函数计算33.2.2 相角裕度计算53.3 总结求法74 校正实例84.1 设计要求84.2 设计步骤85 结论106 设计体会11参考文献12第一章 前言11应用背景和选题目意义随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源，特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。交流稳压
5、技术的发展一直倍受广大用户和生产厂商的关注，其原因在于我国市场上现有的各种交流电力稳压产品，在技术性能上都有不尽人意之处。在我国应用较早，且用户最广的交流电力稳压电源当属柱式（或盘式）交流稳压器，虽然这种稳压电源有很多优点，但由于它是用机械传动结构驱动碳刷（或滚轮）以调节自耦变压器抽头位置的方法进行稳压，所以存在工作寿命短，可靠性差，动态响应速度慢等难以克服的缺陷。近年来不少生产厂家针对柱式交流电力稳压器所存在的缺点，纷纷推出无触点补偿式交流稳压器，大有取代柱式稳压器之势。这种电源实质上仍然是采用自耦方式进行调压，所不同的只是通过控制若干个晶闸管的通断，改变自耦变压器多个固定抽头的组合方式，来
6、代替通过机械传动驱动碳刷改变自耦变压器抽头位置的一种调压方法。这种方法固然提高了稳压电源的可靠性和动态响应速度，但却失去了一个重要的调节特性平滑性，即调节是有级的，其必然结果是稳压精度低（一般只有35），并且在调节过程中，当负载电流很大时会冲击电网并产生低频次谐波分量，对负载也会产生冲击；另外采用这种方法所用变压器较多（一相至少需二台，即一台自耦变压器，一台补偿变压器），这就增加了电源的自重和空载损耗。12 PWM控制技术简介PWM (Pulse Width Modulation)控制就是脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。PWM控制的思想
7、源于通信技术，全控型器件的发展使得实现PWM控制变得十分容易。PWM技术的应用十分广泛，它使电力电子装置的性能大大提高，因此它在电力电子技术的发展史上占有十分重要的地位。PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的成功应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。PWM控制电路把直流电压“斩”成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需的输出电压，改变脉冲的占空比就是对脉冲宽度进行调制，只是因为输入电压和所需要的输出电压都是直流电压，因此脉冲既是等幅的，也是等宽的，仅仅是对脉冲的占空比进行控制，着是PWM控制中最简单的一种情况。第二章 PWM交流斩控技术的的交流稳压电源总体设计21 PWM控制的基本原理在
8、采样控制理论中有一个重要的结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.冲量即指窄脉冲的面积.这里所说的效果基本相同,是指环节的输出响应波形基本相同.如果把各输出波形用傅里叶变换分析,则其低频段非常相近,仅在高频段略有差异.例如图1a,b,c所示的三个窄脉冲形状不同,其中图1a为矩形脉冲,图1b为三角形脉冲,1c为正弦半波脉冲,但它们的面积(即冲量)都等于1,那么,当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时,其输出响应基本相同.当窄脉冲变为图1的单位脉冲函数(t)时,环节的响应即为该环节的脉冲过度函数.图1图2a的电路是一个具体的例子.图中e(t)为电压窄脉冲,其形状和面
9、积分别如图1的a,b,c,d所示,为电路的输入.该输入加在可以看成惯性环节的R-L电路上,设其电流i(t)为电路的输出.图2b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形.从波形可以看出,在i(t)的上升段,脉冲形状不同时i(t)的形状也略有不同,但其下降段则几乎完全相同.脉冲越窄,各i(t)波形的差异也越小.如果周期性地施加上述脉冲,则响应i(t)也是周期性的.用傅里叶级数分解后将可看出,各i(t)在低频段的特性将非常接近,仅在高频段有所不同.上述原理可以称之为面积等效原理,它是PWM控制技术的重要理论基础.下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波.把图3a的正弦半波分成N等份,就可以
10、把正弦半波看成是由N个彼此相连的脉冲序列所组成的波形.这些脉冲宽度相等,都等于/N,但幅值不等,且脉冲顶部不是水平直线,而是曲线,各脉冲的幅值按正弦规律变化.如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替,使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合,且使矩形脉冲和图2相应的正弦波部分面积(冲量)相等,就得到图3b所示的脉冲序列.这就是PWM波形.可以看出,各脉冲的幅值相等,而宽度是按正弦规律变化的.根据面积等效原理,PWM波形和正弦半波是等效的.对于正弦波的负半周,也可以用同样的方法得到PWM波形.像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形,也称SPWM波形.图3要改
11、变等效输出正弦波的幅值是,只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可.PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种.由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波.如直流斩波电路及PWM逆变电路,其PWM波都是由直流电源产生,由于直流电源电压幅值基本恒定,因此PWM波是等幅的.不管是等幅PWM波还是不等幅PWM波,都是基于面积等效原理来进行控制的,因此其本质是相同的.上面所列举的PWM波都是由PWM电压波.除此之外,也还有PWM电流波.例如,电流逆变电路的直流侧是电流源,如对其进行PWM控制,所得到的PWM波就是PWM电流波.直流斩波电路得到的PWM波是等效直流波形,SPWM波得到的是等效正
12、弦波形.这些都是应用十分广泛的PWM波.PWM控制技术实际上主要是SPWM控制技术.除此之外, PWM波形还可以等效成其他所需要的波形,如等效成所需要的非正弦交流波形等,其基本原理和SPWM控制相同,也是基于等效面积原理.22 PWM交流斩控调压原理图4图4（a）所示，假定电路中各部分都是理想状态。开关S1为斩波开关，S2为考虑负载电感续流的开关，二者均为全控开关器件与二极管串联组成的单相开关见图4（b）。S1及S2不允许同时导通，通常二者在开关时序上互补。定义输入电源电压u的周期T与开关周期Ts之比为电路工作载波比Kc，（Kc=T/Ts）。图4（c）表示主电路在稳态运行时的输出电压波形。显然
13、输出电压uo为： (1)式中：E（t）为开关函数，其波形示于图4（c），函数由式（2）定义。 (2)在图4（a）电路条件下，则 (3)E（t）函数经傅立叶级数展开，可得 (4)式中：D=ton1/Ts，s=2/Ts，n=n/Ts；D为S1的占空比；ton1为一个开关周期中S1的导通时间。将式（4）代入式（3）可得： (5)式（5）表明，uo含有基波及各次谐波。谐波频率在开关频率及其整数倍两侧处分布，开关频率越高，谐波与基波距离越远，越容易滤掉。在经LC滤波后，则有： (6)把输出电压基波幅值与输入电压基波幅值之比定义为调压电压增益，即： (7)由此可见电压增益等于占空比D，因此改变占空比就可以
14、达到调压的目的。23 控制方案设计与工作原理一般情况下，PWM交流斩控调压器的控制方式与主电路模型、电路结构及相数有关。若采用互补控制，斩波开关和续流开关在换流过程中会出现短路，产生瞬时冲击电流；如设置换相死区时间，又可能造成换相死区时间内二个开关都不导通使负载开路，在有电感存在的情况下，会产生瞬时电压冲击。本方案采用有电压、电流相位检测的非互补控制方式，如图5所示。对相数而言本方案采用三相四线制，即用三个单相电路，组合成三相电源，这样可以避免相间干扰，保持各相电压输出稳定。图5由图6可见，V1，VD1与V2，VD2构成双向斩波开关，Vf1，VDf2与Vf2，VDf1构成双向续流开关；Lof及
15、Cof分别为滤波电感、电容；u1为补偿变压器初级绕组两端电压，u2为向主电路补偿的电压。本方案采用了有电压、电流相位检测的非互补控制方式。图6为在RL负载下，这种非互补的斩波开关和续流开关门极驱动信号的时序配合及一个电源周期中输出电压的理想波形。由图6可见根据负载电压电流相位，一个电源工作周期可分为4个区间.上述工作状态，可用逻辑表达式表示为： （8）当U0时，U=1；当U0和0时，=1，=1；当0和Ur时须进行负补偿，使UsUco=UL=Ur；当UsUr时须进行正补偿，使UsUco=UL=Ur，所以UL=USUco=Ur （9）正补偿时取正号，负补偿时取负号。假定补偿变压器Tr的变比为：1，
16、桥式斩波器的输出电压基波为uab1=DUmsint则 Uco=(Uab1/) （10）将式（10）代入式（18）得UL=US(1/)Uab1 （11）桥式斩波器的基波输出电压Uab1=DUL （12）将式（14）代入式（11）得UL=US(D/)UL （13）或Ur=UL(D/)UL=US，UL(1D/)=USUL=(Us)/(1D/) （14）正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比D=1时，最大正、负补偿电压由式（10）得Uco,max=(UL/)（因为此时Uab1=DUL=UL）。当市电电压的波动范围为15时，最大补偿电压Uco,max=0.15UL=(UL/) （15）由于补偿变压器T
17、r初次级匝比为=1/0.15=6.667 （16）而补偿变压器次级电流，即市电输入电流Is=P/Us （17）式中：P为市电输入功率。补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流Ich=Is/ （18）即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/。因而补偿功率Pco=Uab1Ich=DUL(Is/)=(DPUL)/Us （19）当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；当Us,min=(10.15)UL=0.85UL时，D=1，则补偿功率： （20）u与uc相对极性变换的控制如图9所示。其输出uQ接双向晶闸管的过零触发电路。采样信号取自uo经整流滤波后的输出。电位器Rp
18、用于调节输入信号的门槛电压，其传输特性如图9（b）所示。图9第三章 结论通过近期的研究设计，最终使本系统能够正常的运行起来，并且基本上达到了预期的设计目标。在设计过程中学到了不少知识和积累了不少经验，锻炼了自己的独立科研能力和实际动手能力，学会了如何综合设计一个电力电子系统。现将所作工作总结如下：1、系统设计前的前期工作，该部分工作包括对稳压电源发展现状的了解，以及课题研究的意义。2、完成了系统的总体方案的研制，并清楚给出了系统的工作原理，控制任务、总体结构、工作流程以及完成系统所需要的相关硬件。3、悉了PWM控制技术的工作原理，完成了系统的开发，成功实现了PWM交流斩控技术在交流稳压电源上的
19、应用。致谢在这段课程设计期间，本人在设计过程中，得到了电气工程系王巍老师的耐心指导，王老师平日授课学时较多，但他还在百忙之中抽时间来指导我们，让我知道设计中的不足之处，并及时得到了改正，同时，我的设计也得益于同组的几个同学，我们共同探讨问题、互相学习，使我在分析问题、解决问题方面有了很大进步。在此，我也十分感谢参加评阅本设计的老师，请多提出宝贵意义和建议，以使本人水平有进一步提高。参考文献1 脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术，阮新波，严仰光，科学出版社，年月，北京2 软开关功率变换器及其应用，王聪，科学出版社，年月，北京 3 Novel Zero-voltage and Zero-Current-Switching Full-Bridge PWM Converter Using a Simple Auxiliary Circuit, Jung-Goo Cho etl., IA, 1999(4):15-204 高频功率电子学：直流-直流变换部分，蔡宣三，龚绍文，科学出版社，1993年，北京