UC3845反激式开关电源要点.docx

《UC3845反激式开关电源要点.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《UC3845反激式开关电源要点.docx（36页珍藏版）》请在三一文库上搜索。

1、目录一、目的.3二、内容.3一主电路工作原理及设计 .51.1单端反激变换器工作原理 . .51.2单端反激变换器的工作模式及基本关系 .51.2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 .51.2.2电流临界连续时反激式变换器的基本关系 .71.2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 .81.3RCD 吸收电路工作原理及设计 . .81.3.1RCD 吸收电路工作原理 .81.3.2RCD 电路参数设计 .91.4变压器设计 .91.4.1确定匝比 .91.4.2电感设计 .101.4.3磁芯选择 .111.4.4匝数设计 .111.4.5气隙设计 .121.5主电路器件的选择 .121.5.1

2、功率开关管的选择 .121.5.2副边整流二极管的选择 .131.5.3输出滤波电容的选取 .131.5.4钳位电路设计 .13二控制电路工作原理及设计 .132.1电流控制技术原理 .132.2电流控制型脉宽调制器 UC3845.142.2.1UC3845 内部方框图 .142.2.2UC3845 功能介绍 .152.3基于 UC3845的控制电路设计 . .162.3.1开关频率计算 .162.3.2保护电路设计 .17三反馈电路工作原理及设计 .173.1反馈电路工作原理 .183.2反馈电路设计 .183.2.1稳压器 TL431. .183.2.2光电耦合器 .193.3参数选择 .

3、20四仿真验证 .21五总结.26直流隔离电源变换器设计一、目的1熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID 闭环调压系统设计方法。2熟悉专用 PWM 控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID 闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。3探究 POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。4探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。二、内容设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC 变换器，指标参数如下：输入电压： 90V135V；输出电压： 12V，纹波 1%；输出功率： 50W；开关频率： 30kHz；输出电流范围： 20%至满载；具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路；具有隔

4、离功能；进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。直流隔离电源变换器设计摘要单端反激变换器是开关变换器的一种基本的拓扑结构， 其具有重量轻、 体积小、制造工艺简单、成本低、功耗小、工作电压范围宽、安全性能高等优点，因此在实际中应用比较广泛，对单端反激变换器的研究和设计具有重要意义。本次设计实验首先对反激变换器 CCM和 DCM工作模式下的能量传输过程及其基本关系进行了分析比较，对 RCD箝位技术进行了研究，详细阐述了主电路中的高频变压器、 MOSFET、输出整流二极管和滤波电容等关键参数设计准则。其次还研究了电流控制技术和基于此技术的UC3845芯片的工作原理及特点，进而设计了控制电路。本

5、电路反馈回路采用可调式精密稳压器 TL431配合光耦PC817，达到了更好的稳压效果，提高了系统的可靠性。最后对由主电路、 控制电路、反馈回路构成的反激变换器闭环系统进行了详细设计，并进行了仿真验证， 分析和验证了电路设计的正确性和准确性。 接着根据系统原理和仿真参数， 进行实际电路的搭建和调试， 搭建的实际电路能够满足项目要求。一主电路工作原理及设计1.1 单端反激变换器工作原理图 1-1 给出了反激（ Flyback）DC/DC 转换器的主电路及其工作状态的电路。它是由开关管 S、整流二极管 D、滤波电容 C 和隔离变压器构成。 开关管 S 按照PWM 方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组

6、L1 和次级绕组 L2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。 以保证在最大负载电流时铁心不饱和。图 1-1单端反激变换器的主电路图在图 1-1 中，为Vi 输入电压、 Vo为输出电压、 Io 为输出电流、 S为开关管、 L1、L2为储能电感、 iL1 为流过电感 L1的电流、 i L2 为流过电感 L2的电流， D为续流二极管、 C为输出滤波电容、 RL 为负载电阻。当开关管 S 导通时，续流二极管 D 承受反向偏置电压而截止，流过电感 L1 的电流 i L 1 线性增加，储能电感 L1 将电能转换成磁能储存在电感 L1 中，此时，负载由输出滤波电容 C 供电；当开关管

7、S 断开时，电流 i L 1 降为零，续流二极管 D 导通，储能电感 Ll 将能量通过互感传递给 L2，通过 L2 释放能量，流过电感L2 的电流 i L 2 线性减小，在减小到 Io 之前，电感电流一部分给负载供电，一部分给电容充电：减小到小于 Io 后，电容进入放电状态，负载由电感和电容共同供电，以维持输出电压和输出电流不变。在开关管 S 断开期间，流过电感 L2 的电流 iL2 线性减小到零时下一个开通周期还没有到来，则会出现副边电感电流断续的状态。根据副边电感电流是否出现断续将电路的工作方式分为连续导电模式（ CCM）和不连续导电模式（ DCM）。1.2 单端反激变换器的工作模式及基本

8、关系1.2.1 电流连续时反激式变换器的基本关系(1) 开关状态 1（0-Ton ）在 t=0 瞬间，开关管 S导通，电源电压 Ui 加在变压器初级绕组 W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为 uw 2W2 U i ，其极性“ * ”端为正，是二极W1管 D1 截止，负载电流由滤波电容 Cf 提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作， 相当于一个电感， 其电感量为 L1，因此初级电流 i p 从最小值 I Pmin开始线性增加，其增加率为：dipU i（ 1-1）dtL1在 tTon 时，电流达到最大值I P max 。I P maxI PminU i DuTsL1在此过程中，变

9、压器的铁心被磁化，其磁通 也线性增加。磁通量为：( )U i DuTsW1(2 ）开关状态 2（Ton-Ts）（1-2）的增加（1-3）在 t=Ton 时，开关管 S 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“ * ”端为负，使二极管 D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管 D释放，一方面给电容 C充电；另一方面也向负载供电。 此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量 L2。次级绕组上的电压为 uw2 U o ，次级电流 is 从最大值 I smax 线性下降，其下降速度为：disU 0（1-4）dtL 2在 U D 1 U 0U i 时，电流达到最大值 I sm

10、ax 。K12I s maxI sminU o (1D u )Ts（1-5）L2在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通也线性增加。磁通的增加量为：( ) U o (1 Du )Ts（1-6）W2(3 ）基本关系在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量( ) 必然等于开关管关断时的减少量( ) ，即( )( ) ，则由式（ 1-3 ）和式（ 1-6 ）可得U oW 2Du1Du（1-7）U i.W1 1 DuK12 1 Du式中， K12W1 是变压器初、次级绕组的匝数比。W 2开关管 S 关断时所承受的电压为 Ui 和初级绕组 W1中感应电动势之和，即U v U iW1 U oU i（1-8）W

11、21 Du在电源电压 Ui 一定时，开关管 S 的电压和占空比 Du 有关，故必须限制最大占空比 Dumax的值。二极管 D 承受的电压等于输出电压 Uo 与输入电压 Ui 折算到次级的电压之和，即U D U 0U i（ 1-9）K12负载电流 Io 就是流过二极管 D1 的电流平均值，即I o1 ( I smin I smax ).(1 Du )（ 1-10）2根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：W1I pminW2 I sminW1I pmax（ 1-11）W2I smax由以上各式可得IIp maxW21I oU iDuW11 Du2L1. fs（ 1-12）1W1U ismax

12、I oDu1W22L1. fsDu1.2.2 电流临界连续时反激式变换器的基本关系如果在临界电流连续时工作，则式（1-7 ）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为 I p maxU iDu ，则 I smaxW1U iDu ，负载电流 I o1 I smax (1 Du ) ，L1. fsW2L1. f s2故有临界连续负载电流：I oGI oU iW1 Du (1 Du )（ 1-13）2L1. f s W2在 Du=0.5 时， I oG 达到最大值I oGU iW1（ 1-14）8L1. fs W2于是（ 1-13）式可以写成IoG 4IoGmaxDu (1 Du )（1-15）上式就是

13、电感电流临界连续的边界。1.2.3 电流断续时反激式变换器的基本关系在电感电流断续时， U o不仅与占空比有关，而且还与负载电流I o 有关 , 下U i面通过能量守恒进行推导。一个周期 T 内直流母线电压 Ui 提供的功率为P0.5* LP(I P) 2(1-16)T又因 I P (Vdc1)Ton / LP ,则有P(Ui1)Ton2(U iTon) 2(1-17)2TLP2TLP设变换器的效率为80%，则有输入功率 =1.25* 输出功率 , 即：1.25VO2(Ui Ton) 2RO(1-18)2TL P可以求得U oU iTonRo(1-19)2.5TLP1.3 RCD 吸收电路工作

14、原理及设计1.3.1 RCD 吸收电路工作原理反激变换器中隔离变压器兼起储能电感作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态， 为防止磁芯饱和，需要较大气隙，因此漏感较大，电感值相对较低。当功率开关关断时， 由漏感储能引起的电流突变引起很高的关断电压尖峰， 功率管导通时，电感电流变化率大，电流峰值大， CCM模式整流二极管反向恢复引起功率开关开通时高的电流尖峰。 因此，必须用箝位电路来限制反激变换器功率开关电压、电流应力。 RCD吸收电路加在变压器原边两端，电路拓扑如图 1-2 所示。功率管 S 关断时，变压器漏感能量转移到电容 C 上, 然后电阻 R 将这部分能量消耗掉。图 1-2 RCD 吸收电路1.

15、3.2 RCD 电路参数设计(1) 功率管截止时，漏感能量等于电容 C吸收的能量1Llk I p max21C (U DS Ui ) 21CU reset2(1-20)222式 (1-14) 中， L1k为变压器漏感、 Lpmax为原边电感电流峰值、 Uds为最大漏源电压、 Ureset 为电容 C初始电压、 Ui 为输入直流电压。故2LlkIp maxC2 Ureset2(1-21)(UDS Ui )(2 ）电容 C上的电压只是在功率管关断的一瞬间冲上去，然后应一直处于放电状态在功率管开通之前，电容C上的电压不应放到低于 (N1/N2)Uo，否则二极管 D导通， RCD箝位电路将成为该变换器

16、的一路负载。电阻R根据下式求得：TOFFN1 U O(UDS Ui )e RC(1-22)N2电阻 R额定最大功率，即箝位电路消耗的功率，为PR 1Llk I p max f1C (U DS U i )21CU reset2 f(1-23)222(3) 二极管 D 承受的峰值电压为 Ui+(N1/N2)Uo ，峰值电流为原边电感峰值电流Ipmax。1.4 变压器设计1.4.1 确定匝比加在变换器输入端的直流电压最大为135V我们选用额定值为500V 的 mosfet，此时保留 50V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过 450V。由上分析知，漏极电压为 VinVZ ，于是有Vi nV Z 1

17、 8 0 V Z 4 5 0(1-24)VZ4 5 0 1 8 0 V2 7 0因为为保证最大占空比小于 0.5，需选择标准 150V 稳压管。若以 VZ为函VOR数画出上述钳位损耗曲线可发现， 在所有情况下， VZ=1.4 均为消耗曲线上的VOR明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有VZ1. 4 0. 7 V Z0. 7 1 5 0 V1 0 5(1-25)VO R假设 28V 输出二极管正向压降为1V ，则匝比为nVOR1053.62Vo VD29(1-26)1.4.2 电感设计由负载功率和电压，可以得到Io140(1-27)5A28一次输出电压为 VOR ，负载电流为 I OR ，其中

18、I o5(1-28)I OR1.38 An3.62假定设计效率为 80%，则可以得到输入功率Po140(1-29)PIN175W80%0.8于是可以得到平均输入电流PIN1751.35 A(1-30)I IN130VINMINI IN平均输入电流与实际占空比D 直接相关。因D 为一次电流斜坡中心值，且其值与 I LR 相等，于是有I I NIO R(1-31)D1D解得I IN1.35(1-32)DI OR 1.35 1.380.5I IN二次电流斜坡中心值为I o5(1-33)I L10 A1 D1 0.5一次电流斜坡中心值为I L10(1-34)I LR2.76 An3.62根据以上 I

19、LR 值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流I P K ( 1 1 ) I L R 1 . 2 5 2 . 7 6 A3 . 4 5(1-35)r伏秒数为E t Vonto n1 3 0 0. 531. 6 2 5V m s(1-36)4 01 0设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将 r 值设定为 0.5 左右。根据“ LI ”规则一次电感为Lp1Et1. 6 2 51. 1mH8(1-37)I LRr2. 7 6 0.5二次电感LP1.18m90.0uH(1-38)Ls3.622n21.4.3 磁芯选择设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能

20、量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。但对应所需 r 值，还应确保 L 值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）Ve0. 7 ( 2 r 2)PIN cm3(1-39)rf其中 f 的单位为 kHz。则前例可得( 2 0 .25 )1 7 53(1-40)Ve 0 . 73 8 .c2m80 . 54 0于是开始选取这个体积 （或接近） 磁芯。在 EE55 中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出Ae3.54cm2le12.

21、3cm则可得其体积为Ve Ae l e 3. 5 4 1 2. 3 4 3c.3m5 4(1-41)基本满足要求。1.4.4 匝数设计电压相关方程BLI T(1-42)NA使 B 与 L 相关联。由于给定频率的 r 和 L 表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过 r），即可得到非常有用的关于 r 的电压相关方程式N ( 12VOND适用于所有拓扑）(1-43)2 BPKAe f(r所以若无材料的磁导率、磁隙等信息，只要已知磁芯面积Ae 与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通密度变化都不能超过0.3T。所以求解 N 为（一次绕组匝数

22、）n p （1+ 2 )2130 0.540 10338.25匝(1-44)0.50.3 3.5410 4则 28V 输出的二次绕组匝数为nsnp3 8.2 55匝7(1-45)n3.6 21 0.分别取整数为 40 匝和 11 匝。1.4.5 气隙设计最后，必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有L1oAe)N2H(1-46)(lez其中， z 为气隙系数lelg(1-47)zl e求得1o Ae)N212000410 73.54 1042z(le1.1810 3(12.3 102)40L(1-48)所以z9 . 8 1(1-49)最后，求解气隙长度z9. 8 11 2.3 2 0

23、 0l g0lg0.5m4m(1-50)1 2.31.5 主电路器件的选择1.5.1 功率开关管的选择功率开关管上承受的电压应力和电流应力分别为Uv U iW1 U oUiW21 DuI PK(11) I LR 1.25 2.76 3.45 Ar功率管选用 IRF840(8A500V)。1.5.2 副边整流二极管的选择整流二极管 D 承受的电压应力和电流应力分别为U DU 0U iK12I lpknI pk整流二极管选用MBR10100G(100V/10A) 。1.5.3 输出滤波电容的选取输出滤波电容为C 5Ts8K % R式中， K为纹波率、 R为负载电阻，输出滤波电容选用220uF 的电

24、解电容。1.5.4 钳位电路设计2LlkI p maxC (UDS Ui )2 Ureset2根据公式 (1 16) 来计算吸收电阻 R的值， R 上的功耗基本为漏感能量通过电容转化而来，功耗值为1PR2 Llk I p max f由于二极管 D和电容 C均有功耗，电阻 R的功耗按计算值的一半来考虑。二极管 D上通过的峰值电流 ID=Ipk=3.45A ，所以选用肖特基二极管MUR1560(15A/600v)。二控制电路工作原理及设计2.1 电流控制技术原理电流控制技术原理图，如图 2-1 所示，图中 A为误差放大器， N为PWM比较器，Uref为参考电压，采用恒频时钟脉冲置位锁存器， 输出脉

25、冲，以驱动功率管导通，使电源回路的电流增大。 电源输出电压 Uo与参考电压 Uref比较放大后，得到误差电压 Ue。当电流在采样电阻 Rs上的幅度达到 Ue时，脉宽比较器的状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止。 这样逐个检测和调节电流脉冲就可以达到控制电源输出的目的。图 2-1电流控制技术原理图电流控制技术与传统的电压控制技术相比，在电路结构上增加了一个电感电流反馈，此电流反馈就作为 PWM的斜坡函数，因此不再需要锯齿波 ( 或三角波 ) 发生器。反馈的电感电流，其电流变化率 di/dt 直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化，电压反馈回路中误差放大器的输出作为电流给定信号， 与反馈的电

26、感电流比较，直接去控制功率开关通断的占空比， 使功率开关的峰值电流受电流给定信号控制。2.2 电流控制型脉宽调制器UC38452.2.1 UC3845 内部方框图UC3845系列芯片的内部方框图，如图2-2 所示。图 2-2 UC3845 内部方框图1脚为误差放大输出，并可用于环路补偿； 2脚是误差放大器的反相输入； 3 脚是电流取样端， 通常通过一个正比于电感器电流的电压接到这个输入， 脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通； 4脚为 RT/CT端，通过将电阻 RT连至 Vref并将 CT连至地，使得振荡器频率可调； 5脚为接地端； 6脚为输出端，输出开关频率为振荡器的一半； 7脚为 Vcc

27、端； 8脚为参考输出，它经 RT向电容 CT提供充电电流，可提供大电流图腾柱输出，输出电流达1A。2.2.2 UC3845 功能介绍（ 1）过压保护和欠压锁定当工作电压 Vcc大于 36V时，稳压二极管稳压，使内部电路在小于 36V下可靠工作；而当欠压时，有锁定功能。在输入电压 U小于开启电压阀值时，整个电路耗电 lmA，降压电阻功耗很小。此芯片采用了两个欠压锁定比较器来保证在输出级被驱动之前， 集成电路已完全可用， 正电源端和参考输出各由分离的比较器监视，每个都具有内部的滞后，以防止通过它们各自的门限时产生错误输出动作。（ 2）振荡频率的设置如图 3.2 所示，UC3835芯片 8脚和 4脚

28、之间接 RT，4脚和 5脚之间接 CT，8脚5V基准电源经 RT给定时电容 CT充电， U振荡器工作频率 f 为1.7 2forc(2-1 )RT Cr(3) 误差放大器的补偿UC3845的误差放大器同相输入端接在内部 +25V基准电压上，反相输入端接受外部控制信号，其输出端可外接 RC网络，然后接到反相输入端， 在使用过程中，可改变 R、C的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应。(4) 电流检测和限制电流检测电路，如图 3-3 所示。正常运行时，检测电阻 K的峰值电压由内部误差放大器控制，满足式 (2-2)。I pkV( pin1)1.4V(2-2)3RS图 2-3电流检测与限制V( pin

29、 1) 为误差放大器输出电压、I pk 为检测电流。 UC3845内部电流测定比较器反向输入端箝位电压为 lV ，最大限制电流 I pk (max)1VRS。在 RS和3脚之间，常用 R、C组成一个滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等于电流尖峰持续时间 ( 通常为几百纳秒 ) 。（ 5）内部锁存器UC3845内部设置有 PWM锁存器，加入锁存器可以保证在每个振荡周期仅输出一个控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。（ 6）图腾柱输出UC3845的输出级为图腾柱式输出电路，输出晶体管的平均电流为 200mA，最大峰值电流可达 4-1A，由于电路有峰值电流自我限制的功能，

30、所以不必串入电流限制电阻。（ 7）驱动电路UC3845的输出能提供足够的漏电流和灌电流，非常适合驱动 N沟道 MOS功率晶体管，图 2-4(a) 为直接驱动 N沟道 MOS功率管的电路， 此时 UCl84X和MOSFET之间不必进行隔离。若需隔离可采用图 2-4(b) 所示的隔离式 MOSFET的驱动电路。图 2-4驱动电路2.3 基于 UC3845 的控制电路设计控制电路原理图如图 2-5 所示。稳压管 VZ2和电阻 R3 是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取 15V 的稳压管，电阻 R3=20k。电阻 R11和电容 C13组成 RC滤

31、波器对 6 脚输出的脉冲电压进行滤波，所以 R11=20欧姆， C13=4700pF。2.3.1 开关频率计算如图 2-5 所示， UC3844的脚 8 与脚 4 间电阻 R8及脚 4 的接地电容 C17决定了芯片内部的振荡频率， 由于 UC3844内部有个分频器， 所以驱动 MOSFET功率开图 2-5驱动电路原理图关管的方波频率为芯片内部振荡频率的一半。本实验设计的电路频率为40KHz，则 UC3845的振荡器工作频率为80KHZ。电阻 R8一般取 10k，则电容 C17由式 2-1 计算可得为 2.15nF 。电容 C18取为 0.1uF 。2.3.2 保护电路设计如图 2-5 所示 ,

32、 电源电压过压时， 2 脚电压将会增大，当增大到一定值后，UC3845将会关断 PWM波，即让 6 脚输出为 0，MOS管 Q1 关断，电源电压自然就会下降，下降到一定程度后，反馈电压 VFB也同时变小，这样 UC3845的 6 脚又开始输出 PWM波，控制 MOS管的开通关断，使电压维持在 12V 左右。MOSFET功率开关管的源极所接的 R6是电流取样电阻， 变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入 UC3844的脚 3，构成电流控制闭环。当负载短路或过流时，通过 MOS管的电流增大，则取样电阻 R6 上的电压也会升高，当三脚的电压高于 1V 时，电流采样比较器输出高电平使 PWM锁存器置 0 而使输出封锁，从而达到保护的效果。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM锁存器自动复位。由于 MOS管开通关断时，有可能产生电流尖峰，并传递到 UC3845 的 3 脚，为防止 UC3845误保护，我们在 R