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1、一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电 流检测电路摘要：在此文提出一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器 电流检测电路。设计与实现建议的转换器为 0.35微米DPQM CMOS工艺。操 作频率可高达1.887兆赫。和其它参考文献相比较，的响应时间仅为 2微秒。 最大输出电流 为750毫安，最大功率效率可高达 在2.442 W输出功率的 89.1%。该芯片面积仅为2.157平方毫米。关键词：电流检测电路，DC-DC转换器，磁滞电流控制（HCC）的方法, 交换模式电源转换器（SMPCs）。1 .引言今天，还有许多便携式消费类电子产品，诸如蜂窝电话，个人数字助理， 和笔记本电脑
2、，这是很大的需求。当涉及到它们的电池都有一个共同的挑战。 因此，对于便携式系统，功率管理集成电路越来越重要。为了节省电源，尽量 减少一种便携式装置，所述开关模式功率转换器的尺寸（SMPCs）通常用于其高功率转换效率。为了尽量减少 SMPCs的尺寸，操作频率可以被设计成在 较高的频率下工作。一般情况下，在电流模式控制的DC-DC转换器提供更好的闭环系统的稳定性和更快的动态响应比较与电压模式控制的DC-DC转换器的1-9。然而，有一个突出的缺点，叫做次谐失真，在电流模式控制的技术。 会发生这种效应的占空比大于 50%。为了避免这种影响，斜坡补偿的方式可 以是适用。在本文中，我们设计了一个新的转换器
3、，以避免次谐波失真无斜率 补偿。为了感测电流模式转换器的输出电流， 感测电阻器通常是在与电感串联 使用或功率晶体管。这种方法的主要问题是其高功耗，因为所有的电感器或漏 极的电流的功率晶体管必须穿过传感电阻。另一种常见的方法是使用一个积分器来确定电感电流。这种控制方案被称 为“无传感器电流模式控制”3,这将增加在设计不同类型的转换器，因为复杂性不同的拓扑结构有不同的集成商。在某些传感技术中，电流互感器， 用于感测电流信号，但是这不适合于便携式电子设备应用， 由于大变压器的尺 寸和重量。在4中所示的传感技术是使用导功率 MOSFET ,而不是感测电阻 器的电阻。该检测方案主要关注的是RON值需要有
4、一个良好的控制的转换器。 在电流模式控制器，磁滞电流控制（HCC）的方法可用于实现一个快速的瞬 态响应5。芯片上的所述电流检测方案先前不适合此控制器，因为它们不能 完全检测电感电流。为了解决这些问题，芯片上的电流检测电路适合于HCC降压/降压-升压转换器呈现在本文中。在最活跃的电流检测电路，能充分检 测电感电流，highand的电流低侧开关被分别检测。然后，所检测的电流被集 成到一个电流。由于开关变化的运行状态，一个尖峰会诱发感应电流。为了解 决这个问题，我们提出了一个尖峰抑制电路其目的是与采样和保持电路。通过使用所提出的电流检测电路，电源转换器可充分检测电感电流。2 .电路说明在电流模式控制
5、的DC-DC转换器的设计，如图1所示，它包含一些子电 路，包括一个补偿器，非重叠电路，驱动电路， HCC电路和电流检测电路。 在电流模式控制的拓扑结构中，补偿器用于补偿闭环频率响应。不重叠电路防 止功率MOSFET晶体管短路。为了有效地驱动功率 MOSFET晶体管，所述驱 动电路被设计成要达到的目的。电流检测和 HCC电路中的非常重要的子电路为DC-DC转换器。如该图2所示，有四种电源开关可能在电源转换器上。对 于大多数的功率变换器中，电流检测电路可以对它们进行组合。A.电流检测如该图3所示，MOSFET的MPA和MNA是在降压/降压-升压转换器 中的功率MOSFET晶体管。采样保持电路6 L
6、jiacK CSPIscnstiP CSN滞环电流控制电路非重叠电路器动电路反微36图1 ,建立降压转换器的阻断图2,四种电源开关的电流方向(b)(a)图3, (a) CSP+电流检测电路及(b)其符号。负反馈技术被施加到运算放大器来感测在电流检测。栅极和源极端子ofMPA和MPA1并联，其栅极端子与相互接触，和它们的源极连接在一起。作为电源开关被接通时，它们在三极管区被分开。该电流的电源开关可以被描 述为/MPA =(丁) 上 L / MPAX 2(1 bo - Ibu) - Khpll j* - dsMFA】=弓*口口工(丁) I乙，MPAIx 2( Vdd - VpH)-匕hp IGi
7、- l 甚|其中pP是PMOS晶体管的迁移率，Cox是每单位面积的栅极电容，VTHP是一个PMOS晶体管的阈值电压 ,(W / L)MPA和(W / L)MPA1分别是是 MOSFET晶体管MPA和MPA1的长宽比。假设显示在运算放大器图4, （a） CSN电流检测电路及（b）其符号图3是理想的，MPA的漏极端子将等于的MPA1;它们的电流之比可表示为(2)流动比率是成正比的纵横比（N: 1）。如VDH低，其漏极端子都非常接 近VDD。因此，在运算放大器的输入级的设计与 N型差动对，以产生一个负 反馈。在图4, MPA和MNA也是功率MOSFET晶体管降压/降压-升压转换器。 如果通过MNA1
8、和MNA的电流是相同的不同的只是N - 1 （电流通过MNA1是 电感电流的一部分），其源极端子必须是平等的。基于操作的放大器负反馈理 论，感测的电流，可以直接进行分析。当 MNA和MNA1并行，其栅极和漏极 操作终端彼此接触。通过类似的分析，可以得出下面的公式：h恤=/&0上 L /MNA忸 Vdl - VMVBs-6/MNA1 = ；hCdx（丁） 2（Vdl 一阴Si/ L /MNA1（3）&NA （为 MNA（，Bl - D%S，MNA1 （*）MXA1 （无L 一 thn）V5si-/vv?MNA = N - 1（4）（y）MNA图5, (a) CSN+电流检测电路及(b)其符号假设
9、VDL高，并且该运算放大器是理想的，它们的源极端子非常接近VSS。 因此，我们使用该运算放大器具有一个叫差动对作为输入级产生负反馈。 然后，MOSFET晶体管的源电压MNA的电压将遵循MOSFET的MNA1。如图5所示。有时，电流检测电路用于升压转换器。该 MOSFET晶体管MPA和MNA 是电源开关的升压转换器。因此，如果我们想通过 MOSFET MNA1和MNA的 电流是相同的，它们只是不同的N比值，我们必须使漏端相等。该电路中应用 运算放大器的负反馈理论，如果运算放大器是理想的，该电流的MOSFET晶体 管MNA和MNA1可以被描述成如”NA1=（丁） 区【DL 1rbs1 - 1莅1M
10、X A _（工）MXA* DL - I mt JI DSinAl（T）MXA1（%L - Vthn）Vbsig）其他电流检测电路示于图 6;该MOSFET晶体管MPA和MNA也是电源开 关。由于MPA和MPA1是平行的，它们的栅极和源极终端在彼此接触。如果我 们想要在当前通过MOSFET MNA1和MNA的电流是相同的，他们只是不同的 比N - 1 （电流通过MPA1是电感电流的一部分），它们的漏极电压必须相等。 使用的负反馈理论运算放大器，其目的就可以实现。如果运算放大器是理想的 和VDH低，其漏极端子非常接近VDD。因此，该运算放大器具有图6, (a) CSP-电流检测电路及(b)其符号N
11、型差动对作为输入级被选中。它们的电流可表示为X 2(Km - %H)- MhM%D 扁ImPAI = *pCaxx 2(%1rt - VBh) - M昨网D1 - 喝 1&PA 方 （手IFA （匕,一柄DH） I匕hpl%口MPAl （. 4） （匕ut I DH ） |【1hp|%lD（空）EPA（t-）mpai=iV - 1.（8）作为运算放大器是理想的而且和 VDL为高，其漏极端子都非常接近VDD。 因此，N型差动运算放大器作为输入级是为了产生一个负反馈。理论上，漏极 在MOSFET晶体管的MPA的电压将等于给的MOSFET的MPA1。整个电流检测 电路，结合了 CSP+和CSN-用于
12、感测所述降压转换器的电感器电流，如图 7所 示，当前的IsenseHIsensePF口IsenseNft和的电流。因此，该电路可以感应到在 降压转换器的高侧和低侧开关。然而，当前的IsenseS常包括一个电流尖峰，这是电源开关的状态改变时引起的。为了降低电流峰值，检测到的电流的Isense将由被过滤采样和保持电路的尖峰抑制电路，并在下面一节被描述。B.采样和保持电路如图8所示，峰值削减电路就是需要引用电流检测电路的原因。如果电流判测电翔具有N型输入差分对的运算放大器具有P型输入差分对的运算放大器采样保持电裕Lnsc“TIWPdcN(a)CSP+CSN-DHHD VP电流检测电路(b)图7, (
13、a)整个电流检测电路，用于降压转换器及(b)具符号Vp Glitch 一 步】e 图8,感应电流的Isens眈尖峰削减和感应电流Isenseh隼值削减。VDH和VDL是在低温和高温状态操作，分别在同一时间，功率PMOS和NMOS晶体管都可能短路，并且这种现象可引起功率 MOSFET晶体管的过流。 因此，驱动电路设计主要是为了防止电源开关短路。驱动信号VDH和VDL将是在同一时间不重叠且不能打开电源 PMOS和NMOS晶体管。因此，作为电源 开关改变状态，两个开关同时关闭了时间较短，它将产生毛刺感应电流。如果 干扰比HCC转换器的控制的电流还要大的话，那么电源开关会在一个开关问 隔切换多次，如图
14、9所示，因此，采样和保持电路是用来消除毛刺。如果我们 不加采样和保持电路，该干扰可能使得 HCC转换器失误。图10示出了采样保 持电路图9,从上到下，分别为VDL波形驱动信号和无峰值削减这是用来减少电流尖峰。如果 VDH和VDL都高，传输门会被打开。在另 一方面，如果VDH和VDL都低，传输门会被打开。在这两种情况下，检测到 的电流Isenseh等遵循的Isense如VDH是高和VDL为低电平时，传输门将关闭。 该MSH1和MSH2的栅极端子持有比上电压；因此，目前的IsenseK保持在以前 的电流，该电流等于电流在交换机上的转动。因此，尖峰Isensel#低。C.补偿频率补偿是在DC-DC的
15、重要电路转换器。如该图所示。11,它可以与合成运算放大器和无源元件。该缓冲器是VGC图10, (a)采样和保持电路及(b)其符号缓冲Rf1 Cf图11, (a)频率补偿及(b)其符号用于分离流动到控制电路的电流通过一个反馈路径。加入该补偿电路,dc-d浜换器可以稳定地运行sciischsensesenschIsenseh滞环电流控制电路补偿涔采样保持电路滞环电流控制电路电流检测电路 D.不重叠HCC,以及驱动电路为了避免谐波振荡，HCC电路设计并示于图12,为了解释其操作，的关 系，列于表I。IGM从频率补偿器的输出VGM被转换。电压信号VGM变为由电流镜的电流信号IGM。旧是用来确定滞环电流
16、带，Isens曲降压电感电流 检测电路转换器转换。ISENSE被发送到采样和保持电路，以降低电流毛刺， 且输出是Isenseh。在图1 ,它包含两个反馈回路。一种是电压回路。输出电 压与基准电压Vref进行比较。另一个是电流回路。所述感测电流是由电路感测 到的CSP +和CSN-,如图7所示，最后，电流IGM和Isenseht发送至U HCC电 路。如果Isenseh、，比IGM少1H, VDH将变低，功率PMOS管会导通， 并且电源的NMOS将被关闭。如果Isenseh:匕IGM大超过1小时IGM + IH时， VDH和VDL将就原来的值。它导致了所有理想的电源开关保持在以前的状态。 如果I
17、senseh于IGM + IH , VDL将成为高电平，则电源NMOS将被打开，并 且电源的PMOS将关闭。在这种方式中，电感电流可以被稳定一个合适的区域三。小信号分析为了分析的稳定性，小信号模型直流 -直流转换器必须建立。建议转换 器设计为在连续导通模式的范围内进行操作（CCM）。因此，小信号分析只适 合对于该变换器在CCM操作。转移函数可表示为（见附录）J 1 +马仁凡6/通过仿真，相位裕度为99。，增益裕度 为150分贝，但补偿前直流增益只有17分贝补偿前。因此，我们要补充的补偿，如图11 （a）中，以提高直流增 益。补偿后，相位裕度将是799增益未谷度为60dB仿真结果。四。实验结果H
18、CC的降压转换器，在图1所示，一直用台积电0.35散米DPQM CMOS工 艺实现的。图13的建议配置转换器为该变换器的照片和它的连接图示，如图13(b)所示，列在表II中。该建议转换器的芯片面积只有 2.157平方毫米。从实 验结果，补偿后，相位和增益的获益分别是65。和45分贝。转换降压转换器的 比率可以在10%-90%进行操作。该实验结果示于图14-17与占空比10%, 50 % 和90 %之间。underan由勺现象过冲是由寄生电感的传导引起的，电源开关中 的电容，连接体二极管在关闭电源开关。显然，所设计的转换器是稳定的，没有一个谐波振荡，即使占空比大于50%。从实验结果看，该转换器可
19、稳定地进 行操作，而不斜率补偿他们是与理论分析一致。HCC降压转换器的性能总结于表三。图中所示的实验结果验证了该电流尖峰的性能减少。图18可用于辨别开关的行为。滞坏电流检利也踣】1。T(a)洵环电而出需电跖市重登电路IsnshIssnsehI sense果样保持电路照动电器五个阶段）1_Q% IX.1_#居加ai-nr1虫耳的曲蹙衬保持电路电流检测也褥V|jiyir中时电鼎4-比电流检测电路(b)图12, （a） HCC,非重叠的，和驱动电路以及（b）它们的结构图表一 HCC操作感应电流的状态输出信号的状态IsensehVDHVDLIsensehIGM-IhLoLoIGM-IhIsensehI
20、GM+IhHiHi功率MOSFET晶体管只在一个时间问隔开关一次。没有图 9S述的现象 动态响应的测量结果是图19,如负载电流从100变化到500毫安，瞬态响应时间 仅为2微秒。我们把该转换器的其他性能参考文献和市售产品作比较。比较表 在表四中列出。本转换器可以操作最多1.887赫;测量结果示如图20 (a)。如 图20 (b)所示是工作在并行转换器降压的实验结果。负载电流共享这两个转 换器的电流相等。最后当输出功率而变化，电力效率21如图所示。最大功率效 率大于89.1%,输出功率2.442W。五，结论在此文提出一种新型的使用毛刺减少的单片快速响应的降压转换器电流 检测电路。设计与实现建议的
21、转换器为0.35微米DPQM CMOS工艺。操作频率 可高达1.887兆赫。和其它参考文献相比较，的响应时间仅为 2微秒。最大输出 电流 为750毫安，最大功率效率可高达 在2.442 W输出功率的89.1%。该芯片 面积仅为2.157平方毫米。的主要优点这个方案有四个方面：1)电流检测电路 可以全面衡量电感电流；2)电流尖峰测得的电流可以减小；3)的数所提出的 电路中使用的元件少；4)的拟转换器是双用途的转换器，可用于通过不同的 构造降压或降压-升压转换器连接。附录为了分析的稳定性，一个DC-DC转换器小信号模型必须建立。该模型适 用在CCM对于提出的变换器操作。首先，假设当前频带 2Ih不
22、变化，IH (t) =1 小时，TS是固定的。同时，在我们的模型参数假设 5变量，包括M1 (T), M2(T), iL (T), D (t)和IC (吨)，其中，ml (t)是高侧开关被接通时电感的斜率电流，M2 (t)是低压侧开关的斜率导上的电感电流，IL (t)是电感电 流，D (t)电源开关的占空比，IC (t)是等于N*IGM。N是所述IL过度的Isense 和IgM的比值，是一个传送电流通过频率补偿。这些元素可以被描述为 L1IL：/雀一M.皿!_j&f3a DC t。DC W1 DMWfeftef - IPiOT京*24*(b)图13 (a)照片该变换器及(b)其连接表二转换器的
23、配置原件数值原件数值R112QR21kQR322 QC12.2nFL12.9uHC3220uF直流和交流分量和的组合可以表示为如下:nil(t)= A/i 十科()(10ni2(t) = A/a 十柏2()(11)同丸=十日(12)J(t) = D -l-(f(i)(13)(ic(i)rs = 2 + 也(14在一个开关周期T S和可推导出iL (t) TS定义为电感电流的积分缸丸二上/九团由.(15)T$如该图22所示，iL (t) TS是电感电流和的平均值，可改写为(*L(0)Ts = d 缸()m 十才 L#)dTs -其中八1 一如，汝师和做)行，可表示为。(，)仃目=M -(17)缸
24、)d，Ts nd亡一1h + Jm/Ts. (18)而后:二)an +1(辽)d叮苫二七+九勺+如)(。第,(0+如)，(, +响+ T(D*)(。)(M?十饱(，) (19)在以后的分区我们忽略第二或更高阶的交流方面来简化我们的分析Il + iL (t) DC_Term + fi rst_orde r_ac_te r jn.(21)In (21)Il =% + 2D - l)Ih P2Afi - DMq= DC_Term(22)EG) =c(i) + /展- (DAfi + DJAf2)Ts得 )生向) fi rst_order_ac_term,(23)图14 (a)测量电压Vp的结果，如图
25、1所示，电感电流，由上到下(水平刻 度：2微秒/格，垂直刻度：5 V/ div和500毫安/格，分别由上到下)。(b)测 量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入 VDD = 5 V, VOUT=0.462 V, FS=295MHz,负载电阻RL=1 (水平刻度：1微秒/格，垂直刻度：500 mV /格 和500毫安/格，分别由上到下)。图15 (a)测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下(水平刻 度：1微秒/格，垂直刻度：5 V/ div和200毫安/格，分别由上到下)。(b)测 量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入 VDD = 5 V, VOUT=2.52 V, FS=
26、480KHz, RL=5 Q (水平刻度：1微秒/格，垂直刻度：2 V /格和200毫安/ 格，分别由上到下)。HIKIl图16 (a)测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下(水平刻 度：500 ns旃，垂直刻度：5 V /格和100mA/格，分别由上到下)。(b)测量 Vout和电感电流的结果，从上到下，输入 VDD=5V , VOUT=2.52 V, FS=463KHz,和RL=10Q (水平刻度:2微秒/格，垂直刻度：2 V /格和100mA/ 格，分别由上到下)。对于稳态，DM1= DM2, (23)可改写为M=缶+才2/人一 2DMiTs-(t) D t)-丽3(25)如
27、果川W）二色,血=/江，HCC降压转换器，（25）可以被替她=2 - 2DMyTs r京上萼色 -杂小”哂 . (26)换为如图22所示，如果lf ，江5 = Uc + h）-（/c-h） =%，那么2Ih - 2DA/iT5 2A(27)HBGdl,图17 （a）测量电压Vp的结果，如图1所示，电感电流，由上到下（水平刻 度：500 ns旃，垂直刻度：5 V /格和200毫安/格，分别由上到下）。（b）测 量Vout和电感电流的结果，从上到下，输入 VDD=5V , VOUT=4.56 V, FS=347KHz, RL=20 Q （水平刻度：1微秒/格，垂直刻度：5伏/格和200毫安 /格，
28、分别由上到下）。表三整体芯片性能裸片尺寸（与PAD）2.157 m mm 2 )工艺台积电0.35微米 CMOS 2P4M工艺最大转换频率1.887MHz最大电源效率89.1%输入电压范围36V输出电压范围(VDD-0.4)V最大输出电流750mA芯片面积2.157 ( mm 2 )图18,驱动信号VDL切换时间（，测量结果规模：水平刻度：5 ns格;垂直刻度：2 V /格）。可以得到下面的等式：= Fh pc(O - 4(0 -凡 -人叫(28)其中 fH=1/2Ih , FG = D2TS/2L 和 FV= (-TS/2L) (D2+D22)。如该图23所示，它是利用HCC拓扑结构的降压转
29、换器的准确模型。如果我们将拉普拉斯变换到(28),可以得出下面的公式：=Fh卜)一龟一尸FvV(s) (29)图19,测量2果是Vout和电感器的动态响应电流，分别为负载电流变化从100到500毫安，从顶到底(水平刻度：2微秒/ div;垂直刻度：1 V /格和200毫安/格，分别从顶部到底部)。其中V(s) =G/e)*(e) +(30)“=G虱 s)& + Gig%.(31)带入.和至严L我们得到=FhGid1 + Fh (G+ FvGvd)ic5rq-F区% 土耳&gGL*Gd)心(32)1 + M(Gd + 凡 Gtd)转换公式可以写成Gu3 =Fhaid近 ., , 1 + Fh(G
30、id + FvGvd)i 1 f9(s)=0(33)其中i) denGr)=D.den(34)(35)表四对比表格参数参考5参考8参考10参考11参考12本设计工艺AMS0.6微米CMOSN/AAMI0.5微米CMOSMAX1970STIS03台积电0.35微米 CMOS输入电压范围3-5.2V12V2.6-3.5V3.3V3-16V3-6V输出电压范围(Vdd-0.4)V1.5V1.496V2.5V1.2V50usN/A60us10um2us最大转换频率1MHz200kH z780KHz1.4MHz1.5MHz1.887MHz裸片尺寸2.87(mm2)N/A4.5(mm2)N/AN/A2.1
31、57(mm2)最大电源效率89.5%N/A85.67%91%77%89.1%图20 （a）测量Vout和电感电流的结果，从上到下，当VDD = 5V , VOUT=2.47 V, FS=1.887MHz, RL=10Q （水平规模：200 ns 旃;垂直刻度：500 mV /格和 200毫安/格，分别由上到下）。两个转换器并行工作（b）测量的结果，该采用 不同的电感值（分别为L1=10pH和L2=5NH）,输出电压（水平刻度电感电 流的测量结果：2微秒/格；垂直刻度：500毫安/格500毫安/格，和2 V/格， 分别由上到下）。1QODO% 9000%701)0% 608% 50JD0% 卸m
32、% 3000%ODO%Q.224W (X333W Q.538W IJOWW 1.326W 2.442W 3.23WPouH W)图21,电源转换器输入电压为5 V的效率，VOUT=3.3V图22,测定IL （t） TS和IC之间的关系A滞环电流控制 功能框图A V图23,降压转换器的准确的模型V 口 +切门DR den（5）den(s) = 1 + 0节 + L(然后，传递函数可表示为136)(37)(38)(39)其中Gg(s) = FhV L J+ lt40)4l)(42)通过前面的分析，HCC降压转换器的模型可以被建立。为了得到相位和增益 裕，还可以使用软件，如在 Simulink ,以
33、模拟拟降压converter.We的开环增益 模拟了 HCC降压转换器的频率响应。相位裕度为99。，增益裕度为150分贝, 但直流增益只有17分贝补偿前。因此，如图11 (a)中所示，我们可以加的 补偿器以提高获得直流。补偿后模拟相位裕度将是799 ,增益裕度为60dB,致谢作者要感谢的晶片设计中心的芯片制造。原文出处：Jiann-Jong Chen, Member, IEEE, Fong-Cheng Yang et al.A New MonolithicFast-Response Buck Converter Using Spike-Reduction Current-SensingCircuits.IEEE transactions on industrial electronics, vol. 55, no. 3, march 2008:1101-1111