三相电压型PWM变换器.doc

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1、第2章三相电压型PWM变换器本章首先简要概述了三相电压型 PWM变换器的原理，分析了 PWM变换器 具备四象限运行能力的原因，并介绍了电压型PWM变换器几种常见的拓扑结构。然后给出了电压型PWM变换器分别在三相静止ABC坐标系、两相静止 坐标系和两相旋转d q坐标系下的数学模型。2.1 PWM变换器的基本原理整流器的发展经历了二极管不控整流、晶闸管相控整流器到可关断功率开关 管的PWM整流器。二极管不控与晶闸管相控整流器均会在网侧电流中产生谐 波，且功率因数不高，其中，二极管不控整流的直流侧母线电压不可控。PWM整流器以其优良的性能成为发展的趋势。PWM整流器不但实现网侧电流正弦化， 单位功率

2、因数控制，电能的双向传输以及快速的动态控制响应。PWM整流器不仅实现了传统的 AC-DC整流功能，还由于其具备四象限运 行能力，使得其可工作在逆变状态，实现电能从直流侧向电网侧传输。由于PWM整流器网侧呈现受控电流源特性，因此其网侧功率因数可控。当控制其网侧电 流网测电压同相时，PWM整流器运行于单位功率因数整流状态；当控制器网侧 电流与网侧电压反相时，PWM整流器运行于单位功率因数逆变状态。双 PWM 交-直-交变频器正是采用了 PWM整流和PWM逆变的两种特性。当电机运行于 亚同步速发电时，能量从电网通过变频器流入电机，网侧变换器处于整流状态而 电机侧变换器处于逆变状态；当电机运行于超同步

3、速时，能量从电机通过变频器 回馈到电网，此时网侧变换器处于逆变状态而电机侧变换器处于整流状态。两变换器的工作状态的转换完全由功率流向决定、自动完成。PWM变换器电路可看作由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成,如图2.1。其中，交流回路由电网电动势 e和交流侧电感L组成；功率开关管桥 路依据电压型或电流型PWM变换器有所不同；直流回路由负载电阻 Rl和负载 电动势eL组成。当不考虑功率开关管的桥路损耗时，交流侧输入或回馈的功率 和直流侧消耗或产生的功率相平衡，有：i?V=idc?Vdc(2.1)其中：V、i为交流侧电压、电流；Vdc、idc为直流侧电压、电流；由式2.1可知，通过控制交流侧

4、的电压、电流可实现对直流侧的控制；反过来， 通过直流侧的控制可实现交流侧的控制。图2.1 PWM变换器模型电路2.1.1 PWM变换器的四象限运行为便于理解PWM变换器的四象限运行能力，从变换器稳态条件下的交流侧 矢量关系来阐述，如图2.2。当网侧电流矢量I幅值不变时，由|Vl|=況|1|可知， 电感电压矢量Vl的幅值也不变，电网电压矢量也可看作不变，则可以得到交流 侧电压矢量V的轨迹为一个以电感电压矢量 Vl的幅值为半径的圆。PWM整流器可运行圆上的任一点而呈现不同的特性。其中有4个运行点最为特殊，它们分 别是纯电感特性运行点， 正阻特性运行点、 纯电容特性运行点以及负阻特性运行 点。当运行

5、于纯电感特性点，网侧电压矢量 E 超前于网侧电流矢量 I 90 度；当 运行于正阻特性点， 网侧电压矢量 E 与网侧电流矢量 I 同相位；当运行于纯电容 特性点，网侧电压矢量 E 滞后于网侧电流矢量 I 90 度；当运行于负阻特性点， 网侧电压矢量 E 与网侧电流矢量 I 相位相反。当 PWM 变换器处于第一象限运行时，网侧电压矢量 E 滞后网侧电流矢量 I 的角度介于 90 度和 180 度之间，此时 PWM 变换器处于有源逆变状态，有功功 率和容性无功功率从直流侧向电网传输， 能量回馈到电网上； 当 PWM 变换器处 于第二象限运行时，网侧电压矢量 E 超前网侧电流矢量 I 的角度介于 9

6、0 度和 1 80 度之间，此时 PWM 变换器仍处于有源逆变状态，有功功率和感性无功功率 从直流侧向电网传输， 能量回馈到电网上；当 PWM 变换器处于第三象限运行时， 网侧电压矢量 E 超前网侧电流矢量 I 的角度介于 0 度和 90 度之间，此时 PWM 变换器工作在整流状态，有功功率和感性无功功率从直流侧向电网传输， PWM 变换器从电网吸收能量； 当 PWM 变换器处于第四象限运行时， 网侧电压矢量 E 滞后网侧电流矢量 I 的角度介于 0 度和 90 度之间，此时 PWM 变换器工作在整 流状态，有功功率和容性无功功率从直流侧向电网传输， PWM 变换器从电网吸 收能量；从以上分析

7、可得看出， 通过控制电网侧电流可以实现 PWM 变换器的四 象限运行。图2.2 PWM变换器交流侧稳态矢量图2.1.1电压型PWM变换器的基本电路拓扑结构PWM变换器技术发展到今天，已经设计出了多种 PWM变换器。最基本的 分类方法是根据直流储能形式的不同分为电压型和电流型两类。电流型PWM整流器因为需要大直流储能电感和交流侧 LC滤波环节所致使的电流畸变、振荡的 问题，其发展受到一定的限制。但是随着超导技术的发展和超导储能技术的应用， 超导线圈可作为直流储能电感，电流型PWM整流器也开始得到了发展，尤其是 在超导储能变流环节，电流型PWM整流器无需另加直流电感，并且具有良好的 电流保护性能，

8、使得它比电压型 PWM整流器具有更大的优势。而电压型 PWM 变换器因其结构简单，损耗小，控制方便成为研究的热点。其最显著的拓扑特征 就是直流侧采用电容进行直流储能，使得变换器直流侧呈现低阻抗的电压源特 性。（直流端接充电电池）电压型PWM整流器的拓扑结构主要有单相半桥、全桥；三相半桥、全桥和三电平三类。每种拓扑结构均有各自的优缺点。接下来简要叙述这几类拓扑结构 的工作原理。图2.3为单相电压型PWM变换器半桥、全桥拓扑结构。二者网侧 的机构一样，由单相电网和输入电感组成，电感可以滤波网侧电流的谐波。 两者 的主要区别在于功率开关管桥路和直流侧电容：半桥变换器采用单桥臂（2个功率开关管反并二极

9、管）和两个串联电容，全桥变换器采用双桥臂（4个功率开关管反并）和单个电容。二者在相同的交流侧电路参数条件下， 单相半桥变换器比 全桥变换器控制相对复杂，因为半桥变换器直流储能电容由两个电容串联组成， 必须保证电容中点点位基本不变，因此需要引入电容均压控制，而且要取得同样 网侧电流控制特性，半桥电路直流电压为全桥电路的两倍， 这就要求半桥电路的 功率开关管耐压等级也比全桥电路高。 但是，半桥电路相对全桥电路少用两个功 率开关管，从成本上较全桥电路有所减少。b)图2.3 a） , b）分别为单相电压型PWM变换器半桥、全桥拓扑结构图2.4为三相电压型PWM变换器半桥、全桥拓扑结构。三相半桥电路网侧

10、 由三相三线制电网（无中线）和三相输入电感组成，功率开关管桥路由三桥臂（6 个功率开关管反并二极管）组成。三相全桥电路网侧由三相四线制电网（有中线） 与三相变压器组成，其功率开关管桥路由六桥臂（12个功率开关管反并二极管） 组成。三相全桥电路实质为三个相互独立的单相全桥电路并联而成，相比于三相半桥电路，其在三相电网不平衡时的控制性能不会受到很大影响。但是，三相半桥电路采用的功率开关管为三相全桥电路的一半，这大大降低了系统的成本，所以，三相半桥电路也是最常用的三相电压型 PWM变换器拓扑结构。a)总*俣俣俣P 已_ fcRL1 JM;b)图2.4 a) , b)分别为三相电压型PWM变换器半桥、

11、全桥拓扑结构图2.5为三相三电平电压型PWM变换器拓扑结构。上述单相、三相半桥、 全桥电压型PWM变换器均属于二电平拓扑结构。因为对于交流侧来说，开关管 的通断只会表现为正、负直流母线电压。当开关频率不高时，这种拓扑结构会导 致交流侧电压的谐波含量增大。而且，在高压应用场合，需要功率开关管的耐压 等级很高，而目前高压级的功率管也意味着高成本。 三相三电平拓扑结构在一定 程度上解决了上述问题。该拓扑结构功率管桥路在原三相半桥电路的基础上串联 6个开关管，并采用二极管钳位，从而使交流侧输出电压呈现三电平状态。该结 构在改善网侧电流波形的同时有效地降低了网侧电压、电流的谐波。更重要的能够使用于高压应

12、用场合，因为直流母线电压降落在两个串联的开关管上。但是， 所需要的功率开关管也较三相半桥电路增加一倍图2.5三相三电平电压型PWM变换器拓扑结构2.2三相电压型PWM变换器的数学模型为进一步分析三相电压型PWM变换器，本文采用了三相静止 ABC坐标系、 两相静止坐标系和两相旋转d q坐标系下数学模型。三相电压型 PWM变换器的拓扑结构如图2.6，由三相电网、网侧三相输入电感、三相全控功率开关、 直流侧储能电容和负载。为方便分析，作如下假设：1. 电网为三相对称平衡、波形正弦；2. 网侧三相输入电感大小及电阻值相等，工作特性为线性，不考虑饱和等因素；3. 功率开关管均为理想元件，即不考虑通断损耗

13、和过渡过程；4. 开关频率远大于电网频率，且忽略开关的死区时间;-Ieeebee-一 -IvbCRl斗VC芒图2.6三相电压型PWM变换器电路图2.2.1三相静止ABC坐标系下的数学模型定义三相电网电压为Ea、b、c，三相输入电流ia、b、c，网侧三相输入电感 为Ls，电感电阻为Rls，直流测电容值为C ,直流母线电压为Udc，直流侧电流 为idc，三相电网中点N与直流母线电压参考点M之间电压差为UMN，负载为负 载RLoad ；同时定义功率开关管的开关函数Sk为:Sk(2.2)1上桥臂导通，下桥臂关断0上桥臂关断，下桥臂导通（k a,b,c）针对图2.6所示的三相电压型PWM变换器电路，由电

14、压平衡方程有:UaNUbNUcNdiaEaiaRLsadtdibEbibRLsLsbdtdicEc icRLs Ls 匚7 dt(2.3)其中 U（a、b、c）N U（a、b、c）MUMN ；由开关函数Sk定义有，当Sa、b、c时，上桥臂导通而下桥臂关断，有U(a、b、c)M U dc ；当 sa、b、c0时，上桥臂关断而下桥臂导通，有U g、b、c）M 0 ；于是 U（a、b、c）M Udc?sa、b、 c ；将方 程组（2.3）三式相加有:Udc(saSbsc)3UMN (EaEbEc)RL(iaibic)Lsd (舄b 皆)因为系统为三相对称平衡系统，有Ea Eb Ec 0 , ia i

15、b L 0 ；代入式(2.4) 有:U MN(sasbsc)i i3Udc(2.5)将式(2.5)代入式(2.3)，且将三相输入电流作为状态变量有：L dia s dtEaiaRLsUdcsa(sasb3sc)UUdcL dib s dtEbi bRLsU dcsb(sasb3sc)UUdc(2.6)dic Ls c s dtEcicRLsU dcsb(sasb3sc)UUdc在图2.6中，由于同一桥臂的两个开关管为180度互补导通，所以在任何瞬间三个桥臂总有三个功率开关导通，总共8种组合，直流侧电流idc可表示为每种组合下流过电流的总和：idc iasasb sc ib sasbsc (ia

16、 ib)sasb sc (ia ic)sa sbsc(i b ic)sasbsc(ia ib ic)sasbsc(27)iasa ibsb icsc而直流侧应用基尔霍夫电流定律有：CdUiaSa ibSb icSc -Udc(2.8)dtRLoad综合式(2.6)、(2.8)，即得到以三相输入电流和直流母线电压为状态变量的三相电压型PWM整流器在三相静止ABC坐标系下的数学模型:I dia s dtEaLs业s dtEciaRLs U dcsai bRLs U dcsbicRLs U dcsb(sa sb3dc& 牝 sc)Udc3Udc(2.9)dtiasaibsbicscUdcRLoad由

17、式(2.9)可以看出,PWM变换器的三相输入电流ia、b、c均由三相开关函数Sa、b、C共同控制，因此，三相电压型 PWM变换器是一个相互耦合的非线 性时变系统。222两相静止坐标系下的数学模型利用Clark变换，可将三相静止坐标系下的状态方程变换到两相静止坐标下将三相静止坐标系下的状态方程2.9）写成矩阵形式有:i diasdTI dibs _dtL dicLss dtCdUdcdtRLssa3 (sasbsc)i a10 0 03ib0100(sa sbSc)i c00103U dc0000(Sa sbsc)SbscEaEb Ec 0RLoad(2.10)sbscClark变换矩阵描述为:

18、C3s 2s2031212.3212丄2 3212(2.11)其逆变换矩阵描述为:C2s 3s C3： 2s112120仝2仝2(2.12)联合式（2.10 ）、(2.11 )、(2.12)可得两相静止坐标系下的数学模型:LsdidtLsdidtCdUdcdtrLs0si100E0Rlssi010E3 s3 s1Udc000022RLoad(2.13)223两相同步旋转d q坐标系下的数学模型利用Park变换，可将两相静止坐标系下的状态方程变换到两相旋转坐标下Park变换矩阵描述为:C2s 2rcos()2sin()31cos(sin(1cos( )32sin( )31(2.14)其逆变换矩阵描述为:C2r 2s C2： 2r cos()sin()1cos()3sin(V1(2.15)cos( 2 )3sin(1q坐标系下的数学模型:联合式（2.13）、（ 2.14）、（2.15）可得两相同步旋转dLsdiddtidEddiqR|_sSd100Lsdt3sdRLssqiq010Eq-dUdc3sq1U dc0000C -dt2 d2 qRLoad(2.16)由式2.6可以看出，三相电压型PWM变换器在两相同步旋转d q坐标系的 数学模型得到了简化，但是d轴电流与q轴电流相互耦合，这对实现电流控制 的十分不利，后面提到的解耦控制能有效解决这一问题。