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1、全固态连续波导航雷达性能与指标论证性能与指标论证、体制 调频连续波（FMCW ）二、系统组成系统组成见下图。信号产生I ? =1 搐台器匸爍环-¥ '徨制4E«JT图1系统组成框图三、技术指标1、频率 X 波段，9.3GHz9.4GHz2、峰值功率100mW3、 扫频带宽小于等于75MHz4、 扫频重复频率200Hz5、 扫频时宽1.2ms6、 接收机噪声系数小于等于6dB7、 天线转速24rpm,+/-10 %8、 收/发天线水平波束宽度5.2 °+/-10 % （-3dB宽度）9、 收/发天线垂直波束宽度25 °+/-20 % （-3dB宽度
2、） 10、收/发天线旁瓣电平 小于等于-18dB（正负10 °）小于等于-24dB（正负10。外）11、极化方式水平极化12、通信协议高速以太网或串口四、性能指标1、探测距离典型目标探测距离见下表。表1.探测距离表 1Nm-1.852km目标类型|探测距离|大型电站/风场15-25Nm (46.3km)100m高陡峭海岸线10-20Nm稠密城市海岸线6-12Nm覆盖森林的250m斜坡海岸线4-8Nm低矮郊区海岸线4-8Nm大型集装箱船7-14Nm小于50m的低矮海岸线，浓密植被3-6Nm小岛2-4Nm鸟群1-2Nm中型汽艇1-2Nm带角反射器的航标0.5-1.5Nm小型汽艇或游船0.
3、25-0.5Nm无角反射器的小型浮标300-800ft皮划艇160-500ft2、量程50m24Nm, 17 档可调3、功耗工作：19W 13.8Vdc待机：2W 13.8Vdc150mA4、电源9V31.2V 直流5、使用环境工作温度：-25° +55相对湿度：+35 °, 95 %RH防水：IPX67 相对风速：51m/s（最大100节）五、组成原理1、收发系统组成r讪碍帝頻黑图2收发系统原理框图2、信号处理系统组成图3.信号处理原理 框图六、关键指标分析论证1、A/D采样率与采样位数雷达最大量程24Nm，回波最大延迟：td mA x =2 X 24 X 1853 X
4、108) = 296.32us最大差拍频率：f b mAx = AF/Tm*td mAx =75/1200 X 296.32 = 18.52 MHz应选择 A/D采样频率fs >2fbmAx ,实际可选：fs=40MHz 。采样位数选16 位，对应动态范围96dB(72dB12Bits)。2、距离分辨率(1) 、理论分辨率 发射波形扫频带宽 F=75MHz，理想距离分辨率为：AR0 =C/ 步=3 X 1E8/( 2 X 75XE61)© 2m对自差式FMCW 雷达，当目标回波延时td ,有效带宽降为： F ' f=(1-t/Tm)式中Tm为调制时宽。实际目标距离分辨率
5、为：R =C/(2 F (1 -td/Tm)从上式可以看出，FMCW 雷达在不同的探测距离上有不同的距离分辨率。距离越远，分辨率越差。取 Tm=1.2ms,最小和最大量程的距离 分辨率为：量程=50m,距离分辨率 Rw 2m量程=24Nm, 距离分辨率 R< 2.66m以上给出的是距离分辨率的理论计算值， 实际距离分辨率还与信号处理(主要是FFT)的频率分辨精度等因数有关。(2) 、相干处理时间间隔对分辨率的影响最大量程时的可用相干处理时间间隔：1200 - 296.32 = 903.68卩s可用采样点数：903.68 X 40 = 36147 为了便于FFT处理，若实际采样点数选 32
6、768。对应的频率分辨率： f = 1221 Hz该频率分辨率对距离分辨率的限制为： R Tm C f / ( 2 ZF) = 1.2 X E0B X 3 X810X 1221 (2 X 75 X )106 2.9304m该值大于理论距离分辨率，是实际能达到的距离分辨率。小量程时，差拍频率小，与大量程相比可获得更长的相干处理时间，FFT频率分辨率对雷达距离分辨率的影响可得到一定程度的改善。比如，50m量程时，最大回波延时0.33卩$可用相干处理时间间隔为：1200 - 0.33 = 1199.67 卩 s频率分辨率： f = 833.56 Hz该频率分辨率对距离分辨率的限制为： R Tm C
7、f / ( 2 AF) =1.2 X E03 X 3 XE810X833.56 / ( 2 X 75 X )106 =2.0005m因而，FFT频率分辨率对雷达距离分辨率的影响可忽略。但前提是相干处理时间 必须用足 按40MHz采样率，50m 量程下的可用样点为 47986。实际处理时， 可通 过补零将序列长度延长至 65536再进行FFT。如此长序列的 FFT在处理时 必须保证有足够的处理动态， 否则将产生 严重的弱小目标损失。(3) 、FFT加窗对分辨率的影响信号处理时，若对经 A/D变换后的回波差拍信号直接进行 FFT,频谱旁瓣仅 为-13dB，在密集目标环境下，大目标的旁瓣谱线可能远
8、高于邻近小目标的主 瓣谱线，从而严重干扰小目标的检测和分辨。 为了克服这一问题，一般采用加窗 处理的方法压低旁瓣。但加窗处理的负作用是引起频谱主瓣的展宽， 使雷达分辨 率下降。比如，采用Hamming 窗函数进行加权，旁瓣可压低至-40dB，但主瓣 展宽了一倍， 雷达的距离分辨率对应下降了一倍。3、信号处理损失FMCW 雷达通过FFT分析差拍频率算出目标距离，FFT具有所谓的“栅栏 效应”，其输出的频谱是离散的，谱线的间隔 f等于相干处理时间的倒数，当 差拍回波谱正好等于 f的整数倍时，幅度最大，无损失。而当差拍回波谱位于 FFT的两根谱线之间时，即：fb = n f ±/22(n
9、= 0,1,2,., N ? 1)谱强度下降了 0.637倍，即信号损失3.92dB。4、测距精度线性调频连续波雷达的测距精度取决于信号调频的线性度、测频精度及目标运动引起的距离多普勒耦合等因素。(1) 、线性度的影响采用DDS或PLL+VCO产生LFMCW信号的设计方案，可获得较理想的线性 度，其对测距精度的影响可不予考虑。(2) 、测频精度的影响差拍频率测量采用FFT方法时，“栅栏效应”其将带来测频误差，最大测频误差发生在差拍频率位于FFT两根谱线之间时：S f = f / 2对应的测距误差：S R ' =CnSf/( 2 AF)按照前述参数，小量程的误差为1m，大量程误差为1.4
10、65m。(3) 、距离多普勒耦合的影响 当目标有径向运动速度 vr时，其回波频率将产生多普勒频移：fd =2vr/ 入该频率将直接折合到差拍频率中去，引起的测距误差为：S R '' C=Th/(2 AF)比如，以30节(55.56KPH )速度运动的目标，误差为 2.31m。距离多普勒耦合的影响可采用三角波调频的FMCW波形，在信号处理时对该误差进行补偿。若采用锯齿波调频，该误差将直接加到系统总误差中去。系统总 测距误差为：S R = ( S R ' ) 2 + ( S R '') 25、灵敏度频率控制(SFC)在脉冲雷达中一般采用灵敏度时间控制(STC
11、)电路压制近距离强回波，实现合理的信号动态范围控制。FMCW雷达同样面临压缩动态范围的问题，FMCW雷 达的近距离强回波除了干扰目标的观察和检测， 还会使中频电路过载，中频过载 引起的交调会产生多个虚假目标，增加雷达的虚警率。因而，在 FMCW雷达中对近距离强回波进行压制对保证探测性能显得尤为重要。FMCW雷达的近距离回波处于差拍中频的低端，远距离回波位于差拍中频的高 端，所以要压缩信号的动态，必须压低差拍中频低频段的增益， 同时保证在高频 段有足够的增益放大小信号，即实现所谓的灵敏度频率控制（SFC）。SFC电路的频率响应曲线应随频率增加而上升，其上升斜率在每倍频程+6dB+12dB之间，其
12、控制曲线可随“海浪抑制”操作旋钮的变化而变化。为了取得比较好的效果，电路应放在紧接混频器之后的位置，SFC非常近距离的超大目标 回波的抑制靠交流耦合电路实现。6、发/收信号泄漏FMCW雷达发射机与接收机之间的信号泄漏问题是该体制雷达面临的最突出问题。泄漏的影响表现在两个方面，一是当发射机泄漏到接收机的信号过强， 使 接收机前端饱和甚至烧毁；二是泄漏信号的噪声边带落入差拍信号的有效带宽内， 严重限制了小信号的检测。 因而，从某种意义上讲，FMCW 雷达对弱小目标的 探测能力并不完全受限于接收机的灵敏度，而在很大程度上取决于收发隔离度。LOWRANCE雷达解决收/发隔离问题采取的是收、发双天线分置
13、的传统途径。目前从公开资料上查不到隔离度指标，但从其天线结构和两个天线的间距推测，隔离度应该大于60dB。在收、发天线分置的FMCW系统中，发射信号除了可以通过收、发天线的空间耦合泄漏到接收通道，还可能通过收发模块的电路间耦合到接收电路。所以，在收发前端设计时，必须仔细考虑单元电路的隔离和屏蔽。7、相位噪声对系统性能的影响由于FMCW雷达不可避免的信号泄漏，加上该体制雷达一般采用“零拍型”接收方案，发射信号相位噪声对系统性能的影响在方案设计和电路设计阶段都必须 加以仔细考虑。任何射频产生电路在产生发射信号的过程中除产生所需要的信 号外，还不可避免地同时产生相位噪声。从频谱上看，相位噪声谱对称分
14、布于主信号谱两边。噪声边带可分为两个部分： 一部分相互之间及与主载频谱线之间的相位关系构成调幅（ AM ）噪声；另一部 分构成调制度很小的频率调制（FM ）噪声。噪声的一部分由于隔离度的限制泄 漏到接收机的输入端；对零拍型 FMCW雷达，本振信号直接取之于发射信号的 一部分。因而，发射信号的边带噪声也要作用于混频器的本振输入端。泄漏信号与本振的相互作用使一部分噪声变换到差拍中频， 差拍中频中的这一部分噪声将 直接影响接收机的灵敏度。FMCW雷达系统设计时为了减少边带噪声的影响， 除了在信号产生电路设计时尽量采取低噪声方案， 还必须在接收机设计时采取抑 制信号边带噪声的措施。为了抑制本振的AM噪
15、声，混频器电路一般采用平衡混频器，但即使采用平衡 混频器，泄漏到混频器信号输入端的发射信号中的AM噪声仍会变换到差拍中频中去。抑制FM噪声的有效措施是对消，对消的原理是保持泄漏到混频器信号输入端的 信号和本振信号有尽量一致的传输路径长度。这样，两路信号的FM噪声保持高度的相关性，混频器输出的FM噪声就得到了有效的抑制。通过精心设计，这种 方法可取得相当好的效果。所以，尽管发射噪声中的FM噪声电平远高于AM噪 声电平，但通过对消，FM噪声对差拍中频的影响甚至小于 AM噪声。当允许因相位噪声泄漏引起的噪声功率增加 n 倍,相噪、隔离度等参数应满足以 下关系：Pt + N © + Iso
16、+ C W74 + NF + 10 lg（ n-1）式中：Pt为发射功率，单位dBmN ©为发射相位噪声，单位 dBc/HzIso为收发隔离度，单位dBC为对消比，单位dB-174 为热噪声功率，单位 dBm/HzNF为噪声系数，单位dB8、近距离强杂波和大目标的影响由于体制的特殊性，近距离固定地物的回波和大目标的回波所含发射信号相位噪 声对目标检测有显著影响。这种影响的机制与泄漏信号的影响是一样的， 但由于 杂波或强回波位置是不确定的，无法采用固定对消的方法实现FM噪声的有效抑 制。强回波对检测的影响如下图所示:图4、强回波的影响从图中可以看到，在强回波附近，噪声基底被抬高，如在大
17、目标或近区地物附近 有小目标，小目标将很难被检测出来。减小强杂波和大目标对邻近小目标影响的 根本解决途径是设计噪声和杂散都尽可能小的信号产生电路。另外，在系统设计时可以考虑小量程用较低的辐射功率、 设置SFC电路等措施。9、接收机动态范围接收机动态范围定义为接收机最大接收信号与最小接收信号功率之比。该参数与雷达的测量范围、目标特性、 检测能力等因素相关。综合考虑诸因素，以分贝表示的动态范围为：Dr = D R + D RCS + D SNR(dB)(1) Dr表示目标回波功率随距离变化的范围其公式为：DR = 10lg( RmAx / Rmin )4本雷达最大作用距离RmAx定为24Nm,最小
18、作用距离初步定为10m， 依此计算出的DR太大，也不符合导航雷达的工作模式。 考虑到导航雷达 是分量程测量不同距离上的目标的，较为合理的方法是分量程确定最大、最小测量距离计算距离动态范围，取其大者作为DR。本雷达最小量程50m，该量程下最小测量距离暂定 5m。贝DR (50m) = 40dB最大量程24Nm，该量程下最小测量距离暂定 1000m。贝DR (24Nm) = 66dB取：DR = 66dB(2) RCS表示雷达感兴趣的目标 RCS变化范围、D大型船舶在X波段 的反射截面积一般为10000m2,暂定最小目标反射截面积1m2,贝DRCS = 40dB(3) SNR表示检测目标所需的信噪
19、比、D考虑到信号处理获得的得益，暂定：DSNR = 0dB综上，要求接收机线性动态范围:Dr = 66 + 40 + 0 = 106dB考虑分配SFC电路压缩动态-20dB,则中频以后的接收机动态范围为86dB。10、接收机灵敏度常规脉冲体制雷达的接收机灵敏度由下式决定：S = kTBFO L( S / N ) min式中k为波尔兹曼常数T为绝对温度B为噪声带宽F0为噪声系数L为系统损耗(S/N)mi n为最小可检测信噪比，又称识别系数根据前面的分析，FMCW雷达的灵敏度不仅决定于接收机本身的噪声还与发射泄漏噪声、本振噪声有关，因而总噪声系数要修正为：F = F0 F 1/ f Fam式中F1
20、/f为本振1/f噪声系数Fam为FM-AM 变换噪声系数另外，排除接收机以外的因数，识别系数(S/N)mi n取为1 ;暂不考虑系统损耗，L取1 ;并对带宽归一化，得到每 Hz的灵敏度：S = kTF0 F1/ f FAM已知：F0=6dB根据FMCW 雷达前端设计的相关文献，取 Fi/f=8dB ,FAM=12dB，则:S =-174 + 6 + 8 + 12 = -148dBm / Hz经过信号处理后，噪声带宽为 FFT的分辨带宽，如在50m量程时， f =833.56 Hz，取识别系数（S/N）min=15dB ，对应的整个接收机灵敏度为：ST = -148 + 10lg 833.56
21、+ 15 = -103.8dBm七、测试在实验室对实物测试的目的是进一步补充、 完善整机指标体系，对前节的 指标分析进行验证，或在测试的基础上调整、优化分析方法，使相关指标 更可信、更合理，为下一步开展详细方案设计和研制工作打下基础。1、收发天线隔离度测试将天线单元与其背面的电路分离，按下图连接测试设备：图5、收发隔离度测试将信号源频率设在9350MHz,输出功率PT=20dBm。若频谱仪测得的接 收功率为PR,则隔离度为：I = 10 lg （ PT/PR）（ dB ）本项测试最好在微波暗室内完成。 若无暗室条件，可选室外空旷处，将天线单元口面朝向天空安装。2、发射中心频率将天线单元分离后，
22、在发射末级功放的输出端焊接一根带 SMA连接器的 同轴线，按下图连接测试仪表。图6、发射参数测试按上图连接好后，控制发射机工作，调整频谱仪读出发射中心频率。 本项 测试时需关注该雷达是工作于定频方式还是调频方式。3、发射功率电平本项测试的测试框图如图 6所示。在频谱仪上直接读出发射信号的峰值功率电平。本项测试需特别关注雷达在不同量程时的发射功率电平。4、调频带宽本项测试的测试框图如图 6所示。调整频谱仪的参数，使频谱仪显示FMCW信号的精细谱结构，FMCW信号的谱结构如下图所示。图7、FMCW信号频谱结构测得信号峰值功率 PmAx，在频谱上升沿和下降沿分别找到对应0.5 %PmAx的频率FL和
23、FR,调频带宽为：BM = FR-FL本项测试过程中亦需关注不同量程下调频带宽是否变化。5、重频、调频时宽测试框图如下图所示图8、调制参数测试框图在不同量程下测试信号的重复周期、调频信号宽度。本项测试需关注重复 周期是否参差，这关系到同频干扰抑制方案的确定。6、灵敏度FMCW雷达接收灵敏度或噪声系数受到各种泄漏噪声的影响，因而抛开天线和发射机单独测试接收机灵敏度或噪声系数意义不大， 因为这样测得 的参数不能真正反映接收机接收微弱信号的能力。真实反映实际情况的测 试必须在发射机、天线处于正常工作时进行。考虑多种因素后设计如下图 所示的测试方案。1企匚訓星耶 ' 撤5机 * 耳歼0图9、灵
24、敏度测试框图用X波段喇叭天线收集一部分发射信号，经延时、衰减后通过相加网络馈入接收通道，调整精密衰减器使雷达刚好能检测到测试信号， 用频谱仪测 量相加网络输入端的测试信号电平值，该测试值即为灵敏度。该项测试最好能在微波暗室中完成。 条件不具备时，也可选较空旷处完成 测试，以尽量避免近距离强杂波的影响。 延时电路可用适当长度的传输线 替代。八、测试结果：1峰值功率100mW雷达工作在不同量程时，测试值大约为-7.5 （频谱仪显示值）+20 （衰减器）+3.5 （连接电缆损耗）=16dBm。考虑到焊接到电路上的电缆末端电压驻波比偏大，实际电路峰值功率应该能达到100mW。2扫频带宽量程扫频带宽3N
25、m24Nm13MHz (9.3029.315GHz)1/4Nm2Nm65MHz (9.3159.380GHz)50m1/8Nm75MHz (9.3059.380GHz)3扫频时宽当量程为4Nm24Nm时:1.4ms当量程为3Nm时：1.3ms 当量程为 50m2Nm 时：1.2ms4功耗整机实际测试：1. 当雷达关闭或待机时，总电流 1.2A,功率2. 当雷达开发射时，总电流 2.5A，功率。微波电路测试：(-7.5v)*( 15mA)|=3.024W。5发/收天线隔离隔离度测试值达到65dB以上九、计算结果1. 不同量程段计算：量程扫频扫频频最大理想距频率分实际距接收灵/Nm带宽率/ms差拍
26、离分辨辨率离分辨敏度/MHz/MHz率/m/Hz率/m/dBm24131.42.75114.63906.0514.64-103434131.40.45811.96740.4111.96-104.313131.30.36911.87733.6910.99-104.342651.21.3372.35850.832.47-103.701/4651.20.1662.0835.482.36-103.781/8751.20.0962.0834.402.00-103.7950m751.20.0202.0833.562.00-103.792. 相位噪声:Pt为发射功率，取20dBmN ©为发射相位噪声，单位 dBc/HzR为收发隔离度，取65dBC为对消比，单位dB-174 为热噪声功率，单位 dBm/HzF为噪声系数，6dBn取2N © =-174+6-20+65-C=(-123-C)dBc/Hz.相位噪声与对消比有关。