《移相全桥开关电源设计.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《移相全桥开关电源设计.docx（7页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、基于DSP2812设计的全桥开关电源（1）类别： 电子综合阅读： 968引言高频开关电源以其重量轻、体积小、 高效节能、输出纹波小、容量大等优点，在通讯和低电压行业得到了广泛的应用，且逐步在电力系统中得到应用。尤其随着电信业的迅猛发展，电信网络总体规模不断扩大，网络结构日益复杂先进，作为通讯支撑系统的通讯用基础电源系统，市场需求逐年增加，其动力之源的重要性也日益突出。庞大的电信网络高效、安全、有序的正常运行，对通信电源系统的品质提出了越来越严格的要求，推动了通信电源向着高效率、高频化、 模块化、数字化方向发展。近年来， 由于软开关技术的不断发展与成熟，已逐步应用在开关电源中，尤其在中大功率的全
2、桥变换器中应用最为广泛，这使电源转换效率得到提高。 由于传统模拟控制电路结构复杂，一经设计完成其控制策略就不能改变等缺点的存在，数字式控制方式得到发展。并随着开关电源在通讯，监控等功能上的扩展，数字电源已逐步取代传统模拟电源。1 系统框图图 1 为软开关全桥变换开关电源拓扑。虚线框以内为控制电路，虚线框以上为主电路。主电路主要包括输入整流滤波、功率因数校正，全桥变换电路、高频变压器、输出滤波电路。控制电路主要由采样电路、控制和保护单元、监控单元等组成，并为了保证控制电路及相关电路正常工作还必须包括辅助电源。本电源采用ZVSPWM拓扑，单相220V交流输入，经过PFC模块后为直 流400V,主功
3、率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制电路，电压电流双 闭环控制。输出采用全波整流并进行无源LC 滤波。2）全桥变换器设计全桥变换器电路如图3 所示。 该拓扑中MOS 管采用IRFB20N50， 流过的最大电流为20A,最大电压为500V。本电源采用ZVS PWM拓扑，单相220V交流输入，经过PFC模块后为 直流400V,主功率管采用MOSFET管，控制部分由DSP控制电路，电压电流 双闭环控制。输出采用全波整流并进行无源 LC滤波。2主电路设计针又t 48V/20A的通讯高频开关电源，其主电路采用移相式全桥变换器拓扑。 移相全桥软开关控制器具有恒频软开关运行、移相控制实现方便、电流和
4、电压应 力小、巧妙应用寄生电容等优点。移相控制作为全桥变换器特有的一种控制方式， 是指保持每个开关管的导通时间不变，同一桥臂的开关管的相位互差180°。然而对于全桥变换器来说，当只有对角的开关管同时导通时主变压器才输出功率。 所以可以通过调节对角的两个开关管导通重叠角的宽度来进行稳压控制，而在功率器件环流期间，它又利用变压器的漏感以及功率半导体器件的结电容或者外加 的附加电感电容的谐振来实现功率管的零电压或者零电流换流。1）有源PFC设计有源功率因数校正技术的基本思想是在整流电路与滤波电容之间加入DC/DC变换，通过适当控制使输入电流的波形自动跟随输入电压的波形，使输入阻 抗呈纯阻性
5、，即通过控制开关元件，切换滤波电感和滤波电容充放电能量实现功 率因数的提高。本设计中采用的是平均电流控制 Boost功率因数校正电路，PFC 控制芯片采用NCP1653。该PFC控制芯片的主要工作原理是同时控制输入电流 与输出电压，而电流控制回路的命令是由整流后的线电压所决定，所以可以使转换器的输入阻抗呈现电阻性。圉E有源功率因数校正电路信口又二T .睢* it * .具体系统原理图如图2所示。2）全桥变换器设计全桥变换器电路如图3所示。该拓扑中MOS管采用IRFB20N50 ,流过的 最大电流为20A,最大电压为500V。3)驱动电路设计驱动电路如图4所示。PWM输出与驱动芯片之间采用安华高
6、公司生产的高 速光藕HCPL 0710,它的速度可达到15M。驱动芯片采用国际 整流器公司的 IR2181，该芯片具有速度快，驱动电压高等特点，特别适用于驱动MOSFET、IGBT等器件。4)主变压器的选择高频变压器是DC/DC变换器的核心元件，具作用有三点：能量转换、电 压变换和输入输出之间的隔离。变压器设计的好坏不仅影响变压器本身的发热和 效率，同时也影响到开关电源的技术性能和可靠性。同时，许多其他主电路元件的参数设计都依赖于变压器的参数。因此，在主电路拓扑确定以后首先应该进行 的是变压器的设计。其设计步骤为：a、变压器匝比的计算；b、变压器磁芯的 选择；c、绕组匝数的计算；d、绕组导线规
7、格的计算。(1)匝比的计算设定K为变压器原副边匝比，Udc (min)为输入电压的最小值，Dmax为 副边最大占空比，Uo为输出直流电压，UD为输出整流二极管的通态压降，ULf 为输出滤波电感Lf上的直流压降。考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失现 象，选择副边最大占空比为0.85, Uin (min)为PFC输出电压的最小值380V ,假设输出整流二极管通态压降为1.5V,输出滤波电感上的直流压降为 0.5V,则 可根据经验公式3X()x 0*54X+L5 + 0I班子工我世界e而dug已打所以实际中取K=7(2)磁芯的计算在计算好匝比以后，可以根据以下经验公式求解，Ae为磁芯磁路截面积；A
8、c为磁芯窗口面积；PT为变压器传输功率；fs为开关频率；AB为磁芯材料所 允许的最大磁通密度的变化范围；dc为变压器绕组导线的电流密度；kc为绕组 在磁芯窗口中的填充因数。并且我们将本设计中电源的参数代入求之得6960” 一/ Bd k 100x lO'x 0+2x 4x1030.5 区咱明根据以上的计算并根据铁氧体磁芯生产产家提供的技术手册，我们可以选择PQ50/50磁芯，可以满足要求。其中 Ap=14.2024cmQ2.4cm4(3)匝数的计算选取好磁芯后，先计算副边绕组匝数。48u= 372£AB4 2x 100x 103 x 0.2 x 3.28x lOrgi选定N2
9、=4 ,根据匝比我们可以选定 N1=28。(4)导线规格的选择根据所计算的原副边电流值，并考虑集肤效应，采用电流密度为4A/ mm2的导线，可以计算得出所需导线的截面积为0.89mm2的，因此可以采用铜导线来进行绕制，通过分析计算可以得出，我们采用小0.4铜线8股并绕28圈作为初级绕组，因副边有两组绕组，所以通过它的电流有效值为0.63210=12.64 ,所以其绕组截面积为3.16mm2，所以采用小0.4铜线26股并绕4圈作为次级绕组。5)谐振电感设计谐振电感用来实现滞后桥臂的零电压开关，为开关管的零电压开关提供足够 的能量。为实现滞后桥臂的零电压开关，必须满足24.Lr/2=CnJJ.i&
10、#39;tYjGCT其中Lr是谐振电感，I是滞后桥臂开关管关断时原边电流的大小， CDS是开 关管漏源极电容，Udc是母线直流电压。,0,4回 + 恒2 0.7x20 + 4/2K6其中谐振电感值按0.7倍满载以上实现零电压开关设计，取负载电流为2A(取 满载电流的10%)时滤波电感的电流临界连续，即式中的脉动量为4A。开关管IRFB20N50的漏源极电容为85pF。所以将上述结果代入经验公式可以得到8x85x10-乂 4003x2,72= 5llH6)输出滤波电路设计(1)输出电感的选择电感将决定在输出侧纹波电流的大小，且它的值与纹波电流的大小有关。电 感值是以输入侧的交流电流峰值所决定的。
11、 而交流侧的峰值电流是出现在电压为 最小值时，根据一般的经验考虑电感上的纹波电流取交流侧峰值电流的20 % ,所以。根据下述经验公式可以得到电感 L。=近灯2。= 10 1A中0.9E7A/ = 20%/. = 2.02 A raJt, r 1；|1-I4 *W电感电流出现最大峰值时的占空比为400-V2xlS7 八 =034400皿。72x187x0.34100x10x2.02-0.45mH(2)输出电容的选择输出电容的选择应满足最大输出纹波电压 u的要求，而输出纹波几乎完全由 滤波电容的等效用联电阻的大小决定，通常通过选择合适的等效用联电阻来满足 输出纹波电压的峰一峰值的，这里取 u为0.
12、1V。因此有4丁 二，-二里= 0.025。A/.r 4另外，对于铝电解电容器，在很大容值及额定电压范围内，其 ResrCf的乘 积基本不变，为50X10-680X10-6。根据ResrCf的平均值来求解 Cf,即65 x 10-665x1060.025260( |1F实际选用三个60V/1000nF的电解电容器并联。3系统的软件设计主控制器采用DSP处理芯片，外扩16位高速AD采样，以满足实时要求， 控制算法采用模糊自适应PID控制算法。控制程序主要由主程序和中断程序组 成。中断包括定时器周期中断、定时器下溢中断、比较单元比较中断。其中，每 个比较单元均会在一个对称 PWM周期内产生两次匹配
13、，一次匹配在前半周期的 递增计数期间，另一次匹配在后半周的递减计数期间， 所以两个比较单元会在一 个PWM周期内通过四次中断完成 PWM输出跳变。4结束语以设计一款48V/20A的数字通信开关电源为目标，通过对开关电源技术的 深入研究，提出了以Boost型功率因数校正电路和移相全桥软开关 PWM电路为 主电路拓扑、以TI公司的TMS320F2812型DSP为主控芯片的设计方案。对模 糊算法的采用进行了一些尝试，进行了以模糊PID控制器取代传统PID控制器的系统仿真，并通过仿真结果得出模糊自适应PID控制算法比传统PID控制算法具有更好的控制性能。从而在数字开关电源的应用中，采用模糊 PID控制算 法能使控制系统性能得到较好的改善。