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1、第五讲 高频开关电源中的磁元件设计,杜少武,开关电源中的高频磁元件的设计,5.1 磁性材料的概述5.2 磁性材料及铁氧体磁性材料5.3 高频变压器设计方法,5.1 磁性材料的概述,1、磁元件在开关电源中的作用 2、磁性元件对设计的重要意义3、磁性材料的磁化4、磁性材料的基本特性,返回,1、磁元件在开关电源中的作用,这里讨论的磁性元件是指绕组和磁芯。绕组可以是一个绕组，也可以是两个或多个绕组。它是储能、转换及隔离所必备的元件。常把它作为变压器或电感器使用。当变压器用，可起作用为：1) 电气隔离；2) 变比不同，达到电压升、降；3) 大功率整流副边相移不同，有利纹波系数减小；4) 磁耦合传送能量；
2、5) 测量电压、电流。当电感器用，可起作用为：1) 储能、平波、滤波；2)抑制尖峰电压或电流，保护易受电压、电流损坏的电子元件；3)与电容器构成谐振，产生方向交变的电压或电流。,2、磁性元件对设计的重要意义,磁性元件是开关变换器中必备的元件。但又不易透彻掌握工作情况(包括磁材料特性的非线性，特性与温度、频率、气隙的依赖性和不易测量性)。在选用元件时，不像电子元件可以有现成成品选择。绝大多数磁性元件都是要自行设计，主要是变压器和电感器涉及的参数太多，例如：电压、电流、频率、温度、能量、电感量、变比、漏电感、磁材料参数、铜损耗、铁损耗等等。磁材料参数测量因难，也增加了人们的困惑感。绝大多数磁元件要
3、自行设计，或提供参数委托设计、加工。,3、磁性材料的磁化,物质的磁化需要外磁场。相对外磁场而言，被磁化的物质称为磁介质。将铁磁物质放到磁场中，磁感应强度显著增大。磁场使得铁磁物质呈现磁性的现象称为铁磁物质的磁化。铁磁物质之所以能被磁化，是因为这类物质不同于非磁物质，在其内部有许多自发磁化的小区域磁畴。在没有外磁场作用时，这些磁畴排列的方向是杂乱无章的(图5-1(a)，小磁畴间的磁场是相互抵消的，整个磁介质对外不呈现磁性。如给磁性材料加外磁场，材料中的磁畴顺着磁场方向转动，加强了材料内的磁场。随着外磁场加强，转到外磁场方向的磁畴就越来越多，与外磁场同向的磁感应强度就越强，如图5-1(b)（d）所
4、示，这就是说材料被磁化了。,3、磁性材料的磁化,(a) (b) (c) (d)图5-1 铁磁物质磁化过程中的磁畴排列,3、磁性材料的磁化,1、磁性材料的磁化过程如将完全无磁状态的铁磁物质放在磁场中，磁场强度从零逐渐增加，测量铁磁物质的磁通密度B，得到磁通密度和磁场强度H之间关系，并用B-H曲线表示，该曲线称为磁化曲线，如图5-2曲线C所示。,图5-2 铁磁物质的磁化特性,3、磁性材料的磁化,当磁介质置于磁场中，外磁场较弱时，随着磁场强度的增加，与外磁场方向相差不大的那部分磁畴逐渐转向外磁场方向（图5-1（b），磁感应B随外磁场增加而增加(图5-2中oa段)。如果将外磁场H逐渐减少到零时，B仍能
5、沿ao回到零，即磁畴发生了“弹性”转动，故这一段磁化是可逆的。当从磁场继续增大时，与外磁场方向相近的磁畴已经趋向于外磁场方向，那些与磁场方向相差较大的磁畴克服“摩擦”，也开始转向外磁场方向（图5-1（c），因此磁感应B随H增大急剧上升，如磁化曲线ab段。如果把ab段放大了看，曲线呈现阶梯状，说明磁化过程是跳跃式进行的。如果这时减少外磁场，B将不再沿ba段回到零，过程是不可逆的。,3、磁性材料的磁化,2、饱和磁滞回线 如果将铁磁物质沿磁化曲线OS 由完全去磁状态磁化到饱和Bs（如图5-3 所示），此时如将外磁场H 减小，B值将不再按照原来的初始磁化曲线(0S)减小，而是更加缓慢地沿较高的B 减小
6、，这是因为发生刚性转动的磁畴保留了外磁场方向。即使外磁场H=0时，B0，即尚有剩余的磁感应强度Br 存在。这种磁化曲线与退磁曲线不重合特性称为磁化的不可逆性。磁感应强度B 的改变滞后于磁场强度H 的现象称为磁滞现象。,图5-3 磁芯的磁滞回线,4、磁性材料的基本特性,1、初始磁导率 初始磁导率是磁性材料的磁化曲线始端磁导率的极限值，即： 式中 m0真空磁导率(4p107H/m) ；H 磁场强度(A/m)；B 磁感应强度(T)。2、有效磁导率mr 在闭合磁路中，或多或少地存在着气隙，若气隙很小可以忽略，则可以用有效磁导率来表征磁芯的导磁能力:式中L线圈的自感量(mH)；N 线圈匝数；l/Ae 磁
7、芯常数，是磁路长度与磁芯截面积Ae之比值(mm-1),5-1,5-2,4、磁性材料的基本特性,3、饱和磁感应强度BS 随磁芯中磁场强度H增加，磁感应强度出现饱和时的B值，称饱和磁感应强度Bs(mT)(如图5-3所示)。 4、剩余磁感应强度Br 磁芯从磁饱和状态去除磁场后，剩余的磁感应强度(或称残留磁通密度) (如图5-3所示)。 5、矫顽力HC 磁芯从饱和状态去除磁场后，继续反向磁化直至磁感应强度减小到零，此时的磁场强度称为矫顽力(或保磁力) (如图5-3所示),4、磁性材料的基本特性,6、温度系数am温度系数为温度在T1至T2范围内变化1oC时，每相应磁导率的相对变化量，即m1温度为T1时的
8、磁导率；m2温度为T2时的磁导率7、居里温度Tc在该温度下磁芯的磁状态由铁磁性转变成顺磁性。其定义如图54所示，即在mT曲线上，80mmax与20mmax连线与m=1的交叉点相对应的温度，即为居里温度Tc。,图 5-4 居里温度Tc定义图,4、磁性材料的基本特性,8、磁芯损耗(铁损) Pc 磁芯损耗包括：磁滞损耗、涡流损耗、残留损耗。磁滞损耗是每次磁化所消耗的能量，表为 作为工程计算，可用式 计算。其中：f 频率；Bm最大磁通密度；Kh比例系数，因材质而异。涡流损耗是交变磁场在磁芯中产生环流引起的欧姆损耗，表为 其中为密度，即单位体积材料的重量。残留损耗是由磁化延迟及磁矩共振等造成，前两项是主
9、要的。,5-3,4、磁性材料的基本特性,9、电感系数AL 电感系数是磁芯上每一匝线圈产生的自感量，即 式中：L 有磁芯的线圈的自感量(H) N 线圈匝数。,5.2 磁性材料及铁氧体磁性材料,1、磁芯磁性能 2、磁芯结构,1、磁芯磁性能,各种磁芯材质表面虽相似，但磁性能可能有极大差别。开关电源高频变压器磁芯多是低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能有较高的磁感应强度，线圈就能承受较高的外加电压，因此在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞回环面积小，则铁耗也小。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。金属软磁材料在
10、开关电源中用得较少，只是如铁镍合金、铁铝合金薄片的铁芯基本合适。有一种软磁材料是铁氧体，铁氧体是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比金属软磁材料小得多，较普遍使用在开关电源中。在设计时必须从选择合适的磁芯材料开始。各种铁芯材料之特性比较如下表所示。,1、磁芯磁性能,2、磁芯结构,基本结构有：叠片，通常由硅钢或镍钢薄片冲剪成E、I、F、O等形状，叠成一个铁芯；环形铁芯(toroid)，由O型薄片叠成，也可由窄长的硅钢、合金钢带卷绕而成，此形铁芯，绕线困难；C形铁芯，此种铁芯可免去环形铁芯绕线困难的缺点，由二个C型铁芯对接而成。因此，可用机械绕线，线圈也可填满整个窗口；罐形(P
11、OT)铁芯，它是磁芯在外，铜线圈在里，免去环形线圈绕线不便的一种结构形式，可以减少EMI。缺点是内部线圈散热不良，温升较高，因此只在小功率变换器中使用。如果把罐形铁芯外园切掉一部分，则变成通风良好，从而解决温升过高的问题。从改善通风出发因而有图5-5所示的各种磁芯形式。,2、磁芯结构,图 5-5为解决PQ型散热出现的各种铁芯示意图,5.3 高频变压器设计方法,设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。 变压器的设计主要就是指
12、变压器磁芯选择（形状、磁芯截面、窗口截面）和绕组设计（匝比、匝数、导线截面积等）,匝数和匝比选取,初级一般电压较高，调整初级匝数和匝比不困难。次级一般匝数较少，工作频率越高，次级有可能只有一匝，甚至少于一匝，如果取整，带来很大匝比误差，同时引起相关问题。 在输出电压比较低时，例如5V，甚至1V左右，限制了匝数和匝比的选择。5V输出次级可能是1匝或2匝，每个线圈阶差1或2匝。计算结果1.5匝，取整可能选择2匝，为保持原来的匝比，所有线圈匝数增加25。相同尺寸的磁芯和窗口，要在原来的窗口中绕不下总线圈。如加大了电流密度，大大增加了线圈损耗。反之，选择1匝，但磁芯中的磁通密度增加1/3，磁芯损耗可能
13、增加一倍。,匝数和匝比选取,虽然没有通用的快速的选择每个线圈最优匝数的方法，但有一般规律可循。首先，决定额定UiD时达到希望输出电压的线圈之间的理想匝比。接着，在选择某磁芯尺寸后，求得匝比和匝数，但不是实际需要的整数。在取整数匝前最好折衷处理，试试几个可能。从最低电压次级开始，因为小的数字整数化百分比最大。特别是如果低输出电压的次级输出最大负载功率，而主控制回路调节的也是低压输出，最低电压次级匝数上升或下降对整个线圈影响最大。匝数下降将增加磁芯损耗，上升将增加线圈损耗。如果增加的损耗太大，必须重新选择磁芯，以便仅需要很少变动就可调整到整数匝。,高频变压器磁芯选择,（1）磁芯材料 功率铁氧体，高
14、频下材料具有很高电阻率，因而涡流损耗低、价格低是高频变压器磁芯首选材料。但磁导率通常较低，磁化电流因此较大，有时需用缓冲和箝位电路处理。 对于合金材料磁芯，如钴基非晶合金和微晶合金，这些材料具有较高的电阻率，通常轧成很薄的带料，可以用在较高频率。一般合金材料虽然饱和磁通密度比铁氧体材料大得多，这通常是无关紧要的，因为磁通密度摆幅严重受涡流损耗限制。同时价格因素也影响材料的选择。在高温和冲击、振动大的地方，需采用合金材料磁芯外，一般变压器磁芯最好选择铁氧体。,高频变压器磁芯选择,（2）磁芯形状 磁芯窗口应尽可能宽。加大线圈宽度可减少线圈的层数。使交流电阻Rac和漏感减少。还有，固定的爬电尺寸对宽
15、窗口影响较小。宽窗口需要线圈高度低，因此更好利用线圈窗口面积。铁氧体磁芯有罐型(国产GU型，国际P型)、PM、RM、PQ、EE、EC、EP、ETD、RC、UU和UI各种型号，以及新近发展的平面磁芯，如EFD,EPC,LP型等磁芯。 罐型和PQ型磁芯具有较小的窗口面积，窗口形状几乎是正方的。罐(P)型和PQ型磁芯比EE磁芯有较好的磁屏蔽的优点，减少了EMI的传播，用于EMC要求严格的地方。爬电尺寸耗费了窗口面积的大部分，窗口宽度远不是最佳，只用于125W以下低功率场合。大功率应用散热困难。缺点是引出线缺口小，大电流出线困难。也不适宜多路输出，输出出线太多。也不宜高压应用，因为出线的安全绝缘处理困
16、难。,高频变压器磁芯选择,EE，EC，ETD，LP磁芯都是E型磁芯。相对于外形尺寸来说有较大的窗口面积，同时窗口宽而高度低的结构，漏磁及线圈层数少，高频交流电阻小。开放式的窗口没有出线问题，线圈与外界空气接触面大，有利于空气流通，散热方便，可处理大功率。但电磁干扰较大。 EC，ETD磁芯的中柱圆形截面与EE型相同矩形截面积时，圆形截面每匝线圈比矩形短大约11，即电阻少11，线圈损耗和温升也相应降低。但是EE型磁芯尺寸齐全，根据不同的工作频率和磁通摆幅，传输功率范围从5W到高达5kW。如果将两副EE型磁芯合并作为一体使用，传输功率甚至可达10kW。两副磁芯合并使用时，磁芯面积加倍，如磁通摆幅和频
17、率保持不变，匝数减少一半，功率加倍比应用下一个大尺寸的磁芯体积要小。,高频变压器磁芯选择,(3) 磁芯尺寸选择 磁芯尺寸的选择最常用的有三种方法，第一种是先求出磁芯窗口面积Aw与磁芯有效截面积Ae的乘积AP(APAwAe，称磁芯面积乘积)。根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号，谓之AP法；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计，称为Kg法；第三种是直接根据电路拓扑、输出功率、开关频率、磁芯材料和形状查表得出磁芯型号，为查表法。这里我们主要介绍AP法。,高频变压器磁芯选择,AP法经验公式：其中 Po 输出功率(W)； DB 磁通密度变化量(T)； fS 变压器工作频率(Hz)；
18、K 0.014（正激变换器，推挽中心抽头） 0.017（全桥，半桥）。公式是基于线圈电流密度420A/cm2，并假定窗口充填系数是40。,cm4,5-5,正激变换器的磁芯尺寸计算,正激电路和初级电流波形如上一讲图44、45所示。一般输出电流脉动分量I=0.2Io， Io次级斜坡电流的中值。如忽略磁化电流，初级电流峰值为Ii= Io/n。在最低输入电压时保证输出电压。正激变换器的最大占空比应当小于0.5。同时为了能承受突加负载等影响，最大占空比选择为0.4，因此，输出功率 因线圈导线直径用电流有效值计算的，矩形波电流有效值与电流峰值的关系为 或 Idc=1.58I,5-6,5-7,正激变换器的磁
19、芯尺寸计算,因此：由电磁感应定律得到其中 Ui 变压器初级电压(V)；NP 变压器初级匝数；Ae 磁芯的有效截面积(m2)；DB在导通时间内磁通密度摆幅(T)；ton 导通时间（s）,5-8,5-9,正激变换器的磁芯尺寸计算,在Uimin时将式（59）代入到式(58)中得到,5-10,正激变换器的磁芯尺寸计算,若假定初级和所有次级线圈的电流密度相同。忽略复位线圈所占的窗口，因仅流过磁化电流。令磁芯窗口面积，初级线圈面积，所有次级线圈面积和初级1匝线圈截面积分别为AW，A1，A2和APi(cm2)。如果充填系数为0.4，且A1A2，有 或 5-11电流密度j（A/cm2）为 或 5-12,正激变
20、换器的磁芯尺寸计算,将式(5-12)代入式(5-10),考虑到j =400A/cm2，得到 或 式中 Po 变换器输出功率（W）；Ae 磁芯截面（cm2）；AW磁芯窗口面积(cm2)；fS 变压器工作频率(Hz)。,5-14,5-13,推挽变换器的磁芯尺寸计算,推挽功率变换器实际是两个正激变换器组合而成的。假设条件与正激一样：=0.8，2Dmax=0.42=0.8。同时初级电流的有效值与平均值的关系Idc=1.58I。因此有 5-15仍假定充填系数为0.4。初、次级电流密度相同。初级和次级线圈各占骨架窗口一半。初级有两个线圈，由式5-11有 或 5-16,推挽变换器的磁芯尺寸计算,由式5-9得
21、到 5-17考虑到式516，得到 5-18,推挽变换器的磁芯尺寸计算,面积乘积为： 式中 Po 变换器输出功率（W）； Ae 磁芯截面（cm2）； AW磁芯窗口面积(cm2)； fS 变压器工作频率(Hz)。比较式5-17和5-13可见，相同磁芯、频率和电流密度条件下，推挽比正激输出功率大一倍。,5-19,半桥和全桥变换器的磁芯尺寸计算,仍然假定在最低输入电压时，最大占空比为0.8，晶体管最大导通时间为0.8T/2。效率。线圈铜充填系数为0.4。其余符号与推挽、正激一致。 半桥变压器初级线圈正向和反向对称流过电流，初级电流有效值为 或则输出功率,5-20,5-21,半桥和全桥变换器的磁芯尺寸计
22、算,而初级线圈铜面积为 或 5-22于是 变压器初级电压UP=Ui/2,根据电磁感应定律得到 式中B=2Bmax，Dmax=0.8。,5-23,5-24,半桥和全桥变换器的磁芯尺寸计算,将式5-23，5-24代入式5-21得到 面积乘积为 式中 Po 变换器输出功率（W）； Ae 磁芯截面（cm2）； AW磁芯窗口面积(cm2)； fS 变压器工作频率(Hz)。,5-25,5-26,半桥和全桥变换器的磁芯尺寸计算,全桥变压器初级电压比半桥大一倍，相同的磁芯，线圈匝数大一倍。如果输出相同的功率，半桥初级比全桥导线截面积大一倍，因此半桥和全桥初级线圈所占窗口面积是相同的。磁芯相同，工作条件相同，输
23、出功率也相同。工作频率在50kHz以下，可选电流密度为4A/mm2，当开关频率升高时，考虑到集肤效应，电流密度可适当减小。,常见磁芯的结构参数,EE磁芯外形和结构示意图如图5-6所示，外形参数可参考相关资料。,图56 EE磁芯外形和结构示意图,常见磁芯的结构参数,常见磁芯的结构参数,EI磁芯外形和结构示意图如图5-7所示，结构参数可参考相关资料。,图5-7 EI磁芯外形和结构示意图,常见磁芯的结构参数,线 圈,电磁元件中，一般不可能没有线圈。在低频时，依据线圈直流电阻引起的允许损耗设计线圈。在给定损耗和散热条件下，选取磁芯和导线尺寸。而低频变压器的寄生参数如漏感和激磁电感对变压器影响较小，结构
24、工艺已十分成熟。在高频开关电源中，损耗仍然是高频磁性元件设计的重要依据。但随着开关电源工作频率增加，高频电流在线圈中流通产生严重的高频效应，加之寄生电感、电容的影响大大地损害了开关电源电路的性能效率降低、电压尖峰、寄生振荡和电磁干扰等。为了对付寄生效应产生的有害影响，电路上采用了缓冲、箝位等措施改善高频开关电源的性能，从而使电路复杂化，可靠性降低。,集 肤 效 应,当导体通过高频电流时，变化的电流就要在导体内和导体外产生变化的磁场垂直于电流方向，根据电磁感应定律，高频磁场在导体内沿长度方向产生感应电势。此感应电势在导体内整个长度方向产生的涡流阻止磁通的变化。主电流和涡流之和在导线表面加强，越向
25、导线中心越弱，电流趋向于导体表面，这就是集肤效应，如图5-8所示。,图5-8 高频电流引起集肤效应,集 肤 效 应,当交流的电流流过导体的时候，会在导体中产生感应电流，从而导致电流向导体表面扩散。也就是导体表面的电流密度会大于中心的电流密度。这也就无形中减少了导体的导电截面，从而增加了导体交流电阻，损耗增大)。会引起电线有效截面积的减小，取导线直径约为2，其中集肤深度(工程上规定从导体表面到电流密度为导体表面的1/e0.368的距离为集肤深度)为一般磁性元件的线圈温度高于20。在导线温度100时，穿透深度：,计算线圈电流有效值,线圈发热是功率损耗引起的。在高频情况下，交流分量电流产生交流电阻损
26、耗，直流分量产生直流电阻损耗。总损耗是两者之和。因此计算线圈损耗前应当计算线圈电流的有效值。在开关电源中，有如图5-9几种可能的电流波形。其峰值IP，平均值Idc 和有效值I关系分别计算如下：,(a) (b) (c)图5-9 开关电源中典型的电流波形,计算线圈电流有效值,A、梯形波开关电源中最常见的电流波形是梯形波(图5-9(a)。例如推挽变压器初级电流，正激变压器初级和次级电流，电感电流连续模式单端反激变压器初级电流等等。高电平时间定义为Ton，周期为T，峰值电流为IP，脉动分量为DI。占空比D=Ton/T，梯形波中值Ia=IP-DI/2 ，电流波形的表达式为,计算线圈电流有效值,电流平均值
27、，即直流分量： 电流总有效值：根据有效值定义 5-28近似得到,5-27,5-29,计算线圈电流有效值,B、断续三角波 三角波电流波形(图5-9(b)通常出现在电感电流断续状态。三角波各个电流关系为：电流平均值 5-30电流总有效值 5-31,计算线圈电流有效值,C、连续三角波 电感电流连续时波形如图5-9(c)。它是直流分量和一个幅度I/2 的三角波叠加而成的电流平均值 电流总有效值,5-32,5-33,变压器线圈导线的选择,小电流时可直接选择圆导线，导线直径小于2倍的集肤深度；电流较大时，可选择多股绞绕园导线，AWG园导线规格表见表（教材）所示。电流较大时，也可以选择利兹线或铜箔。但利兹线
28、中单股线的直径必须小于2倍的集肤深度，或铜箔的厚度小于集肤深度。利兹线（Litz Wire）是由多根单独绝缘的导线经绞合或编织而成的电磁线(电磁线是一种具有绝缘层的电线，它是以绕组形式来实现电磁能的转化，又称为绕组线)。由于这种结构的每一根单线都可处于整个导线截面的任何位置，因而使通过的电流分布均匀，磁通量均衡。同时能有效抑制在交变磁场中，尤其是在高频下更为显著的“集肤效应”和“邻近效应”所造成的导体有效电阻增大而引致的发热现象。,变压器设计基本步骤,举例说明设计步骤：设计一个输出为5V，20A离线双管正激式变换器的高频变压器，变换器输入直流电压范围是Vdc31020V，变压器传输效率为98，
29、转换效率为85，允许温升40oC，开关频率50kHz。 第一步：确定变压器设计的电源参数： Ui范围： 246370V；输出：5V，20A；输出功率100W；开关频率fS：50kHz；变压器最大损耗（绝对）：2W；最大温升：40；冷却方式： 自然通风,变压器设计基本步骤,第二步：确定占空比绝对限制Dlim，假定Uimin时Dmax（保证动态响应）和额定UiD：绝对限制Dlim：0.47；额定Dmax： 0.42；额定UiD： UiminDmax=116V，UimaxDlim=174V；第三步：计算输出电压加上满载时二极管正向压降和次级IR压降：第四步：计算希望的匝比：可能选择的匝比：22:1；
30、21:1或43:2,变压器设计基本步骤,第五步：计算AP值：根据频率和输出功率要求可选择EI型锰锌铁氧体磁芯。查表得，EI33的AP值为1.63cm4，满足要求。其Ae=1.23cm2。第六步：根据电磁感应定律计算次级匝数： 匝 如果取5匝，将增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。如果取6匝，减少了磁芯损耗，但是增加了线圈损耗。因为以上的结果接近6匝，选取6匝。,变压器设计基本步骤,第七步：确定初级匝数 匝比大，峰值电流低，占空比D大，铜损耗大。由步骤4决定的值，试算得到最好的选择是NP=129匝（变比43:2） 重新计算额定UiD和最坏情况下的UimaxDlim条件： 第八步：计算50kHz时的穿透深度,（满足BS）,变压器设计基本步骤,第九步：根据式5-29可计算每个线圈的电流有效值：第十步：确定初级线圈 查表可选AWG23号线，裸线截面为0.2588mm2直径0.632mm2d。第十一步：确定次级线圈 查表可选32股AWG25号线绞绕，单根裸线截面为0.1623mm2，直径0.505mm2d，或选用厚度小于d= 0.342mm的铜箔绕制。,图44 带有嵌位电路的单端正激式变换器,图45 带有嵌位电路的单端正激式变换器的工作波形,单端正激式变换器的电路与波形,