LLC谐振变换器优化设计方法.doc

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1、LLC谐振变换器优化设计方法摘要：虽然LLC谐振变换器具有高效率，输入变化宽的操作，但是缺乏设计方法 使得它很难实现。在本文中，基于正常情况和滞后时间情况下对操作原则的工作 原理分析，使得变换器的效率与不同电路参数的操作范围之间的关系被发现。基于已知关系下的一种优化方法已被开发出来。一个1MHz IkWLLC变换器的设计用来验证所提出的方法。I .引言随着电力转换技术的发展，功率密度已经成为前端AC/DC变换器的主要挑战 123。虽然提高开关频率可以显著的减少无源元件的大小尺寸，它的效益 被变换器的效率和热管理设计所限制。 同时，为了满足续流时间的需求，笨重的 电容器在续流时间里用来维持能量，

2、这是受直流 /直流阶段输入电压范围的影响 1。续流时间电容器的需求与最低直流/直流变换器功率级阶段不同的前端输入 电压如图1所示。显然，直流/直流阶段宽范围的操作可以降低续流时间电容器 的要求，提高系统的功率密度。然而，当最小电压低于200V,非常有限的影响可以观察到。71丿;:_ J*/ *-图1.不同的最小输入电压 DC/DC级滞留时间电容器的要求为了减少续流电容器的要求，通过使用额外的续流时间延长电路或开发更好 的拓扑结构,不同的研究工作已经实现456。不同的解决方案中，LLC谐振 变换器的高效率，宽的操作范围使得它成为最有吸引力的拓扑结构。Vo1.51nvo-vinE0.5ZCSA5=

3、0.3IZVS!/Q=10n0.20.40.60.8 1f/fO1.21.4图3.LLC变换器的增益特性LLC谐振变换器拓扑结构如图2。通过利用变压器的励磁电感，LLC谐振变换 器修改了串联谐振转换器（SRC的增益特性。针对不同的负载，其电压增益特性 如图3所示，由于半桥结构，输出电压与输入电压的一半归一化。与串联谐振变 换器相比，LLC谐振变换器可以实现升压和降压模式。 当开关频率高于谐振频率， LLC变换器电压增益总是小于1,它工作如同串联谐振变换器，可以实现零电压 开断。当开关频率低于谐振频率，在不同的负载条件下，无论是零电压还是零电 流开关都可以实现。在ZVS和ZCS区域的边界，如图3

4、中虚线所示，变换器的电 压增益可以达到它的最大值。根据电路的运行分析，在谐振频率下，由于电感和电容，谐振阻抗是零，输入和输出电压几乎是连在一起的。因此，对于任何负载情况电压增益都是等于 1当输入交流线存在，DC/DC级输入电压由PFC阶段产生的，电压调节在400乂在 这种情况下，通过选择合适的变压器匝数比，变换器可以工作在谐振频率下。因 此，传导损耗和开关损耗可以最小化。 在续流时间里，能量由续流电容器转移到 负载。随着直流/直流输入电压不断减小，变换器降低它的开关频率，使它工作 在升压模式来调节输出电压。由于谐振槽的复杂性，LLC谐振变换器的设计需要考虑三个关键要素，谐振频率，品质因数，和电

5、感的比值，在这里，F0是谐振频率，它定义了 LLC谐振变换器的开关频率。品质因数 Q是 特性阻抗和负载之间的比值。Ln被定义为励磁电感与谐振电感的比值。虽然不同的文献9-11中曾讨论过电路拓扑结构的操作原理和好处，但是没有一定的设计准则。此外，LLC谐振变换器不仅仅像串联谐振或者并联谐振那 样简单的选择电路品质因数，它需要定义两个耦合元件Ln和Q显然，尝试和错误的方法会产生一个很好的设计。然而，这很耗时而且不符合成本效益。以至 于这个拓扑结构很难被一些行业所采用。在本文中，基于不同的操作条件对LLC谐振变换器的分析，包括正常运行和续流时间，优化设计的方法已被开发出来。 基于该方法，设计的LLC

6、变换器可以在预期的操作范围内达到最大的效率，这可以被一个1MHz的 LLC谐振变换器验证。n .LLC谐振变换器电路运行分析A.正常运行分析在正常操作条件下，LLC变换器的输入电压由PFC级调节控制。从如图3所 示的增益特性曲线可知，变换器在谐振频率下增益保持一致。 因此，在正常的操作条件，通过设计合适的变压器的匝数比，使变换器的电压增益等于一，LLC谐振变换器可以在其谐振频率下来适应不同的负载条件。 大多数时间，前端变换器 都是这种操作模式下运行的。因此，在谐振频率下的效率是LLC变换器性能的关 键因素。根据LLC谐振转换器的操作，在谐振频率下，谐振电流为纯正弦波的波形如 图4所示。虚线是励

7、磁电感电流。正常运行时的等效电路如图5所示。在第一个 半个周期，谐振电流ir由共振产生。同时，输出电压被施加到励磁电感上。因 此，磁化电感电流线性增加。在这半个周期结束时，最大磁化电流关断主开关， 其它开关在相同电流下实现ZVS其它的半个周期中，谐振电流维持谐振，输出 电压被施加到励磁电感的反向极性上。 因此，励磁电感电流线性减小。一个方波 电压被加到励磁电感上，励磁电流是一个如图4中虚线所示的三角形形状。此外， 在每半个周期结束时，励磁电流的最大值会与谐振电流同时获得相同的值。I一 I0T/2励磁电流的峰值电流可以确定:(4)这里n是变压器原边和副边之间的比值，V0是输出电压，T是开关周期，

8、Lm是 励磁电感。由于在谐振频率下的谐振电流是正弦波，它可以由方程表示h =冋ES “11(乃 + 0)(5)这里Irms是谐振电流的有效值，fO是谐振频率，是谐振电流的初始相角，它 表示了谐振电流和励磁电流之间的相位差。 根据电流的波形，在每半个周期结束 时，励磁电流等于谐振电流，这意味着血如 sin(0) = 77(6)V /4另一方面，谐振电流和励磁电流的差值传给负载，从而th0上RL是负载电阻，n是变压器匝数比。通过对这些方程，谐振电流的有效值是可以解决的这里V0是输出电压，n是变压器匝数比，RL负载电阻，T是谐振频率的开关周 期，Lm是励磁电感。由于谐振电流连续的流过变压器一次侧的开

9、关，它的有效值确定了初级侧的 导通损耗。与折算到一次侧的负载电流相比，谐振电流的有效值是唯一与的励磁 电感，负载电阻与开关周期相关的。当开关周期和负载电阻是变换器的规定值， 谐振电流的有效值仅由励磁电感来确定。除了初级侧的导通损耗，二次侧整流器的导通损耗也是一个大问题。对于二 极管整流器来说，其损耗主要来自二极管的正向压降和平均输出电流是成比例 的。然而，如果考虑到同步整流，也希望尽量减少二次侧电流的有效值。既然我 们已经得到了谐振电流和励磁电感电流的公式，二次侧电流可以很容易的计算。 基于前面的分析，二次侧有效值可以表示为：1 Vo时-斗8Rf(9)从这个方程可知，与一次侧电流的均方根值相同

10、的是，二次侧电流的有效值也由 磁化电感完全确定。基于LLC谐振变换器工作在谐振频率的分析，变换器的传导损耗主要受励磁 电感影响，而非谐振电感、谐振电容器。同时，初级侧开关可以在全负载条件下 实现零电压开通，开关损耗主要来自于关断损耗，这也取决于励磁电感。因此， 一个高效的LLC谐振变换器的设计，它的本质是要找到一个合适的励磁电感。 B.续流时间的设计续流时间里，交流输入线不存在，交流输入线不存在，PFC级不再向直流/直流阶段提供能量。续流时间里转移到负载的能量全部来自续流电容。因此，直流/直流输入电压将在续流阶段降低。为了保持稳定的输出电压，需要降低交换 的LLC谐振变换器的开关频率，以至于变

11、换器的增益可以增强。不同的PW转换 器，LLC变换器能在高输入电压达到最高的效率。在续流阶段，该变换器工作远 离谐振点，工作效率会较低。然而，续流时间只需要 20ms效率低是可以容忍 的，不会造成过度的热应力。由于变压器匝数比是一个定值，所需的增益是由输入和输出电压之间的关系决定 的，这可以表示为(10)在这里，g是是LLC变换器所需的电压增益，VO是输出电压和Vin输入电压 从这个方程可以得出，较低的输入电压和高电压增益是所必需的。如图1所示，续流时间的电容器的要求受直流/直流环节的运行范围的影响。 更宽的操作范围可以大大减少续流时间电容器的要求，提高整个转换器的功率密 度。因此，直流/直流

12、阶段广泛的操作范围是所必需的。LLC变换器的工作范围是由电压增益的峰值决定，实现的。在正常操作模式 下，输入电压为400V, LLC变换器的电压增益等于一。如果变换器能获得的最大 增益为2,它将能够用400 / 2 = 200V 输入调节来调节输出电压。很明显，增 益峰值越高，LLC谐振转换器的操作范围越宽。从图3中的增益特性曲线可知，电路运行在峰值增益时是在零电流开关的边界（ZCS和零电压开关（ZVS模式。这种情况下的谐振电流如图 6所示。在每半 个周期，励磁电感被输出电压钳位。在那之后，它参与了共振并将其储存的能量 转移给谐振电容器（谐振槽是由Lr, Cr和Lm构成）。在每半个周期结束时，

13、其 电流被重置为零。因此，当励磁电感的能量传给负载时，变换器的增益达到峰值。 虽然增益的峰值可以通过电流波形计算，但是它很难求解方程得到近似的解。因 此，为了简化计算，基于仿真工具可以算出不同增益下的 Ln和Q的值，这个仿 真工具可以在短时间里自动达到稳定状态的电路仿真。对于不同的LN和Q值的增益峰值总结在图7中的曲线。在这组曲线中，每行显示的不同 Ln和Q值的组 合可以达到相同的电压增益的峰值。 例如，如果我们想用1.3的电压增益峰值的 变换器设计，Ln和Q沿着线1.3的任何组合可以被选择为一个有效的设计。0.95图7.变换器增益的峰值与 Ln, Q的关系显然，电压增益的峰值受Ln和Q值得影

14、响。通过降低Ln和Q值可以获得较高的 峰值增益。LLC谐振变换器的设计方法LLC谐振变换器的设计目标是在广泛的操作范围内实现最大的增益实现并且 有最小的损耗。根据前面的分析，设计参数 Ln和Q揭示了与变频器的性能之间 的关系，特别是导通损耗和运行范围。这些关系可以用来开发出LLC谐振变换器 的优化设计方法。LLC谐振转换器大部分时间都处于正常运行条件下。当输入交流线存在，直 流/直流输入电压调节为400V。因此，LLC变换器可以工作在谐振频率，达到最 佳的效率。当变换器工作在谐振频率时，它能把损耗降到最低。基于谐振变换器 运行在谐振频率下的分析，一次侧和二次侧的传导损耗都是由励磁电感所确定，如

15、下方程所示：(11)5jt -48 n4RLT24 uRl 丫12沪Lm(12)因此，为了减少传导损耗，励磁电感应该最大限度的利用来减少原副边的励磁电 流。反过来，磁性元件的损耗也可以减少。因为随着开关频率的增加，无源元件的尺寸显着降低，实现高功率密度，高 开关频率总是所需要的。然而，开关损耗随开关频率的增加而增加。因此，最小 化LLC变换器的开关损耗也很重要。nV.基于运行分析，LLC变换器的一次侧开关可以在全负载的情况下实现零电压 开通。然而，ZVS条件由励磁电流的峰值来确定，它可以计算为：(13)这里，n是变压器的变比，Vo是输出电压，Lm是励磁电感，T是开关周期。当一 次侧转为整流部分

16、时，由于存在大的励磁电感，励磁电流可以认为恒定不变。 为 了保证零电压开通，励磁电流的峰值应该满足死区时间里 MOSFE结电容的放电 电流，可以表示为：(14)这里Vbus是输入总线的电压，Cj是MOSFE的结电容，tdead是死去时间。虽然 大的关断电流可以确保软开关条件， 结果存在较大的开关损耗，因为一次开关的 关断是硬开关。因此，较小的关断电流可降低关断损耗。通过前面的总结分析，为了达到导通损耗的最小化，励磁电感必须是尽可能 的大。为了保证开关损耗的最小化，励磁电感应该足够小些来达到零电压开通的条件并且足够大来获得较小的关断电流。因此，同时考虑传导损耗和开关损耗,Lm的优化设计可以使一次

17、侧的关断电流完全符合 ZVS的要求。因此，r _J_dead_kg(15)通过Ln和Q的定义T Lm77 _ (16)d7)谐振频率12/rLrCr(18)我们可以计算励磁电感(19)基于此方程，可以看出，只要 Ln和Q保持不变，Lm值是固定的。换句话说，对 于所设计的励磁电感，Ln和Q之间的关系是固定的。一旦Ln的值选择好，相应 的Q值就可以被设计出来。除了变换器的效率外，LLC变换器另一个主要的方面是它的工作范围。虽然 变换器的效率主要是由励磁电感确定，Ln和Q的值会影响LLC谐振变换器的增 益特性。就像前面讨论的，LLC谐振变换器的广泛操作范围可以减少电容器续流 时间的要求和提高系统的功

18、率密度。为了达到预期的操作范围，电压增益的峰值 要高于一定水平。选择一个200 kHz, IkWLLC谐振变换器为例，工作范围从 250V到400V。在 这种情况下，电压增益峰值应大于 400 / 250 = 1.6 。从图7中，所有的Ln和Q组合在增益1.6的线上就可以满足增益要求。然而，这样变换器的设计的结果是无穷多解的。此外，考虑到正常的运行效率，励磁电感被期望最大化。在此基础上分析了励磁电感，我们可以得到的励磁电感如下：(20)根据200 kHz的开关频率，100ns的死区时间，以及450pf的寄生电容，我们可 以很容易算出励磁电感为70uHo因此，所需70uH的励磁电感，一个被标记的

19、线添加到图 7中，电压增益的峰值如图8所示。所有设计沿标记线会有相同的励磁电感，确保在正常操作条件下达到最大效率。比较电压增益峰值曲线，Ln必须大于5.5来满足增益要求。 然而，沿着标记线，可能有无穷多解的有效设计。为了进一步挑取一组Ln和Q图8 LLC变换器设计实例如图9所示，总结了不同Ln值对增益特性的影响。它表明，较大的 Ln将 会增加LLC谐振变换器的频率范围。虽然在正常操作条件下，PFC级产生一个稳定的400电压，由于工频纹波，LLC变换器仍需要调制开关频率来调整输出电压。 因此，开关频率范围应尽可能小，这需要一个最小的Ln值。然而，更大的LnLtfIOLn=14Ln=16Ln=20

20、ivloimolized Gain使它更容易利用的变压器漏感来实现谐振电感。 因此，需要权衡变换器的尺寸和 效率之间的关系来确定Ln的值。基于所选择的Ln和Q的值，就可以相应的算出 Lr和Cr的值。3.5 -3 -2.5 -21.5 -1 -0.5 -0 -00.20.40.60.811 2f/fO图9.Ln对LLC变换器电压增益的影响IV .实验实施为了验证理论分析，一个1MHz 1kW输入电压范围宽(200V-400V)，输出 电压为48V的LLC谐振变换器基于此方法设计出来。为确保软开关，降低关断 损耗，励磁电感为14uH利用变压器的漏感Ln设计为17,结果,对应一个0.8uH 谐振电感

21、。谐振电容器可以相应的设计为33nF。谐振频率下和续流条件下的实验波形分别如图10和图11所示。从实验的结果可知，在谐振频率下，软开关可以得到最小关断电流。通过改变Lr和Q的组合，实验波形保持不变，这就表明损耗的分析纯粹依赖于励磁电感。在续流时间里，该变换器具有降低开关频率提高电压增益的作用。如图12所示，大部分储存在励磁电感中的能量被转移到谐振电容器中。不同的负载条件下的1MHZ的 LLC谐振变换器的效率曲线如图12所示。全负载情况下的效率大于 92.5%。5A/div)+4呎血Resonant tankVds (1 OOV/div) currentVdiode (100V/div)200n

22、S/div图10.谐振频率下的实验波形图ii.续流时间里的实验波形图12.1MHz LLC谐振变换器的效率V .总结更小的开关损耗和宽输入的操作范围使得 LLC谐振变换器很有吸引力成为前 端AC/DC变换器。然而，由于其复杂性，设计方法的不足使变换器的价值很低。 本文基于在谐振频率和最大增益的工作点上电路分析，使得变换器损耗和操作范围之间的关系被发现。基于此关系，变换器的效率可以通过选择一个合适的励磁 电感来优化。此外，通过从电压增益峰值曲线上选择Ln和Q,可以保证LLC谐振变换器的操作范围。所开发的方法被应用到1MHz 1KW的LLC谐振变换器的设 计。实验的结果也验证了理论分析。感谢（略）参考文献（略）