MOS器件物理、绪论.ppt

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1、CMOS模拟集成电路分析与设计,Teacher：何红松 Tel：15575323365 E-mail：,教材及参考书,教材： 吴建辉编著：“CMOS模拟集成电路分析与设计”(第二版)，电子工业出版社。 参考书： Razavi B: Design of analog CMOS integrated circuits Allen P E: CMOS Analog Circuit Design R.Jacob Baker: CMOS Mixed-Signal Circuit Design,引言,模拟电路与模拟集成电路 CMOS工艺？ 先进工艺下模拟集成电路的挑战？ 课程主题与学习目标,模拟电路与模拟

2、集成电路,分立元件音频放大电路 集成音频放大电路,半导体材料(衬底)有源器件特性,HBT：Heterojunction Bipolar Transistor 异质结双极型晶体管,Double,Schottky,现代主要集成电路工艺,采用CMOS工艺的原因： 低功耗，高容量的数字集成电路驱动 易于与高密度的数字集成电路集成（BiCMOS太贵）,先进工艺下模拟集成电路的挑战,CMOS工艺的发展以特征尺寸的缩小为显著特征。 低功耗高性能的数字电路需求是促进CMOS工艺发展的主要动力 先进工艺对模拟电路存在着明显的优势与劣势： 主要优势：低功耗、高频率 主要劣势：低摆幅、低本征增益、工艺偏差对电路的显

3、著影响、相互干扰等 对策：数字辅助等,课程主题,MOS器件物理 单级放大器 电流镜 差分对 放大器的频率特性 运算放大器与跨导放大器 反馈、稳定性及补偿 电子噪声等,学习目标,较深入理解与模拟设计相关的MOS器件特性 建立模拟电路设计中限制与折中的概念 学会构架一座复杂器件模型/行为与基本的手算之间的桥梁 掌握一种系统的而不是盲目（spice-monkey)的设计方式 通过一系列手算设计工程巩固以上知识： 典型如：运算放大器设计与优化,第一讲,基本MOS器件物理,本章主要内容,本章是CMOS模拟集成电路设计的基础，主要内容为： 有源器件 无源器件 等比例缩小理论 短沟道效应及狭沟道效应 MOS

4、器件模型,1、有源器件,主要内容： 1.1 几何结构与工作原理 1.2 极间电容 1.3 电学特性与主要的二次效应 1.4 低频及高频小信号等效模型 1.5 有源电阻,1.1 MOS管几何结构与工作原理(1),MOS管是一个四端口器件 栅极(G)：栅氧下的衬底区域为有效工作区（即MOS管的沟道）。 源极(S)与漏极(D)：在制作时是几何对称的。 一般根据电荷的输入与输出来定义源区与漏区： 源端被定义为输出电荷（若为NMOS器件则为电子）的端口； 漏端则为收集电荷的端口。 当该器件三端的电压发生改变时，源区与漏区就可能改变作用而相互交换定义。 衬底(B)：在模拟IC中还要考虑衬底（B）的影响，衬

5、底电位一般是通过一欧姆p区（NMOS的衬底）以及n区(PMOS衬底)实现连接的。,1.1 MOS管几何结构与工作原理(2),MOS管的主要几何尺寸 沟道长度L： CMOS工艺的自对准特点，其沟道长度定义为漏源之间栅的尺寸，一般其最小尺寸即为制造工艺中所给的特征尺寸； 由于在制造漏/源结时会发生边缘扩散，所以源漏之间的实际距离（称之为有效长度L）略小于长度L，则有L L2d，其中L是漏源之间的总长度，d是边缘扩散的长度。 沟道宽度W：垂直于沟道长度方向的栅的尺寸。 栅氧厚度tox：则为栅极与衬底之间的二氧化硅的厚度。,1.1 MOS管几何结构与工作原理(3),MOS管可分为增强型与耗尽型两类：

6、增强型是指栅源电压VGS为0时没有导电沟道，必须依靠栅源电压的作用，才能形成感生沟道。 耗尽型是指即使在栅源电压VGS为0时也存在导电沟道。 这两类MOS管的基本工作原理一致，都是利用栅源电压的大小来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小 。,1.1 MOS管几何结构与工作原理(4),以增强型NMOS管为例： 截止区：VGS=0 源区、衬底和漏区形成两个背靠背的PN结，不管VDS的极性如何，其中总有一个PN结是反偏的，此时漏源之间的电阻很大。 没有形成导电沟道，漏电流ID为0。 亚阈值区：Vth VGS0,1.1 MOS管几何结构与工作原理(5),耗尽层,线性区：VGS Vth且

7、VDS VGS-Vth 形成反型层(或称为感生沟道) 感生沟道形成后，在正的漏极电压作用下产生漏极电流ID 一般把在漏源电压作用下开始导电时的栅源电压叫做开启电压Vth 外加较小的VDS，ID将随VDS上升迅速增大，此时为线性区，但由于沟道存在电位梯度，因此沟道厚度是不均匀的 注意：与双极型晶体管相比，一个MOS器件即使在无电流流过时也可能是开通的。,1.1 MOS管几何结构与工作原理(6),饱和区：VGS Vth且VDS VGS-Vth 当VDS增大到一定数值（VGD=Vth），靠近漏端被夹断。 VDS继续增加，将形成一夹断区，且夹断点向源极靠近，沟道被夹断后，VDS上升时，其增加的电压基本

8、上加在沟道厚度为零的耗尽区上，而沟道两端的电压保持不变，所以ID趋于饱和。 当VGS增加时，由于沟道电阻的减小，饱和漏极电流会相应增大。 在模拟电路集成电路中饱和区是MOS管的主要工作区 击穿区：若VDS大于击穿电压BVDS（二极管的反向击穿电压），漏极与衬底之间的PN结发生反向击穿，ID将急剧增加，进入雪崩区，此时漏极电流不经过沟道，而直接由漏极流入衬底。,1.1 MOS管几何结构与工作原理(7),MOS管的表示符号,1.1 MOS管几何结构与工作原理(8),1.2 MOS管的极间电容(1),基于器件结构,1.2 MOS管的极间电容(2),MOS管的极间电容：,基于电路连接,栅与沟道之间的栅

9、氧电容： C2=WLCox，其中Cox为单位面积栅氧电容ox/tox； 沟道耗尽层电容： 交叠电容（多晶栅覆盖源漏区所形成的电容，每单位宽度的交叠电容记为Col）： 栅源交叠电容C1WCol 栅漏交叠电容C4=WCol 注：由于是环状的电场线， C1与C4不能简单地写成WdCox，需通过更复杂的计算才能得到，且它的值与衬底偏置有关。,1.2 MOS管的极间电容(3),源漏区与衬底间的结电容：Cbd、Cbs 漏源对衬底的PN结势垒电容 一般由两部分组成： 垂直方向（即源漏区的底部与衬底间）的底层电容Cj 横向即源漏的四周与衬底间构成的圆周电容Cjs 一般分别定义Cj与Cjs为单位面积的电容与单位

10、长度的电容。而每一个单位面积PN结的势垒电容为： Cj0：零偏时单位面积结电容（与衬底浓度有关）；VR：通过PN结的反偏电压； B ：PN结接触势垒差（一般取0.8V）；m：底面电容的梯度因子(0.30.4)。 源漏的总结电容可表示为： H：源、漏区的长度； W：源、漏区的宽度 总的宽长比相同的情况下，采用并联结构，即H不变，而每一管的宽为原来的几分之一，则并联结构的MOS管的结电容比原结构小 。,1.2 MOS管的极间电容(4),1.2 MOS管的极间电容(5),不同工作区的极间电容 截止区：漏源之间不存在沟道 栅源、栅漏之间的电容为： CGD=CGS=ColW 栅与衬底间的电容为栅氧电容与

11、耗尽区电容之间的串联： CGB=(WLCox)Cd/(WLCox+ Cd) L为沟道的有效长度 在截止时，耗尽区电容较大，故可忽略，因此： CGB=WLCox CSB与CDB的值相对于衬底是源漏间电压的函数,1.2 MOS管的极间电容(6),不同工作区的极间电容 饱和区 栅漏电容大约为：WCol 漏端夹断，沟道长度缩短，从沟道电荷分布相当于CGS增大，CGD减小，栅与沟道间的电位差从源区的VGS下降到夹断点的VGS-Vth，导致了在栅氧下的沟道内的垂直电场的不一致。可以证明这时栅源电容除了交叠电容之外的电容值 ： 2 WLCox /3 因此有： CGS=2WLCox/3+ WCol 当MOS管

12、工作饱和区时，栅与衬底间的电容常被忽略，这是由于反型层在栅与衬底间起着屏蔽作用，也就是说如果栅压发生了改变，导电电荷的提供主要由源极提供而流向漏，而不是由衬底提供导电荷。,1.2 MOS管的极间电容(7),不同工作区的极间电容 线性区 漏源之间产生反型层并且沟道与衬底之间形成较厚的耗尽层，产生较小的耗尽层电容，此时栅极电容为： CGD = CGS = WLCox /2+ WCol 因为S和D具有几乎相等的电压，且栅电压变化V就会使相同的电荷从源区流向漏区，则其栅与沟道间的电容WLCox等于栅源及栅漏间的电容。 与工作于饱和区一样，在线性区时，栅与衬底间的电容常被忽略。,1.2 MOS管的极间电

13、容(8),注意： 在不同区域之间的转变不能由方程直接提供，只是根据趋势延伸而得 。,总结,栅源、栅漏电容与Vgs关系,1.3 电特性与主要的二次效应,1.3.1 电特性 阈值电压 I/V特性 输入输出转移特性 跨导等电特性 1.3.2 二次效应 MOS管的衬底效应 沟道调制效应 亚阈值导通 温度效应,1.3.1 MOS管的电特性阈值电压(1),Vth定义为吸引到表面的电子的数量与掺杂原子的数量相等时所对应的VGS，主要是由表面电荷控制的。 阈值电压（NMOS） 在漏源电压的作用下刚开始有电流产生时的VG为阈值电压Vth ： MS：指多晶硅栅与硅衬底间的接触电势差 称为费米势，其中q是电子电荷

14、Nsub：衬底的掺杂浓度 Qb：耗尽区的电荷密度，其值为 ，其中 是硅的介电常数 Cox：单位面积的栅氧电容， ， Qss：氧化层中单位面积的正电荷 VFB：平带电压，VFB,1.3.1 MOS管的电特性阈值电压(2),阈值电压(PMOS) 注意： 器件的阈值电压主要通过改变衬底掺杂浓度、衬底表面浓度或改变氧化层中的电荷密度来调整。 用以上方程求出的“内在”阈值在电路设计过程中可能不适用，在实际设计过程中，常通过改变多晶与硅之间的接触电势即：在沟道中注入杂质，或通过对多晶硅掺杂金属的方法来调整阈值电压。,1.3.1 MOS管的电特性I/V特性(1),输出特性（I/V特性） MOS晶体管的输出电

15、流电压特性的经典描述是萨氏方程。 忽略二次效应，对于NMOS管导通时的萨氏方程为： VGSVth：MOS管的“过驱动电压”，记为VOV ；W/L称为宽长比；L：指沟道的有效长度； 称为NMOS管的导电因子。 ID的值取决于： 工艺参数nCox、器件尺寸W和L、VDS及VGS。,1.3.1 MOS管的电特性I/V特性(2),讨论： 截止区：VGSVth，ID0 线性区：VDSVGSVth，漏极电流即为萨氏方程 深线性区：VDS2（VGSVth），萨氏方程可近似为： 当VDS较小时，ID是VDS的线性函数，即这时MOS管可等效为一个电阻，其阻值为： 深线性区的MOS管可等效为一个受过驱动电压控制的

16、可控电阻，当VGS一定时，沟道直流导通电阻近似为一恒定的电阻。,1.3.1 MOS管的电特性I/V特性(3),讨论(续) 饱和区：VDSVGSVth 漏极电流并不是随VDS增大而无限增大的，在VDSVGSVth时，MOS管进入饱和区：此时在沟道中发生了夹断现象。 萨氏方程两边对VDS求导，可求出当VDSVGSVth时，电流有最大值，其值为： 称为饱和萨氏方程。,1.3.1 MOS管的电特性I/V特性(4),MOS管I/V特性曲线,1.3.1 MOS管的电特性转移特性(1),转移特性曲线 在一个固定的VDS下的MOS管饱和区的漏极电流与栅源电压之间的关系称为MOS管的转移特性。,转移特性的另一种

17、表示方式,增强型NMOS转移特性,耗尽型NMOS转移特性,1.3.1 MOS管的电特性转移特性(2),转移特性曲线 在实际应用中，生产厂商经常为设计者提供的参数中，经常给出的是在零电流下的开启电压 注意 ，Vth0为无衬偏时的开启电压，而 是在与VGS特性曲线中与VGS轴的交点电压，实际上为零电流的栅电压 从物理意义上而言， 为沟道刚反型时的栅电压，仅与沟道浓度、氧化层电荷等有关；而Vth0与人为定义开启后的IDS有关。,1.3.1 MOS管的电特性转移特性(3),转移特性曲线 从转移特性曲线可以得到导电因子KN（或KP），根据饱和萨氏方程可知： 即有： 所以KN即为转移特性曲线的斜率。,1.

18、3.1 MOS管的电特性直流电阻,MOS管的直流导通电阻 定义：MOS管的直流导通电阻是指漏源电压与漏源电流之比。 饱和区： 线性区： 深线性区：,1.3.1 MOS管的电特性跨导（1）,饱和区MOS管的跨导 工作在饱和区的MOS管可等效为一压控电流源，故可用跨导gm来表示MOS管的电压转变电流的能力 跨导越大则表示该MOS管越灵敏，在同样的过驱动电压（VGSVth）下能引起更大的电流 根据定义，跨导为漏源电压一定时，漏极电流随栅源电压的变化率，即：,饱和区跨导的倒数形式上与深线性区的导通电阻Ron相同,1.3.1 MOS管的电特性跨导（2）,讨论： 在KN（KP）为常数（W/L为常数）时，跨

19、导与VOV成正比，或与漏极电流ID的平方根成正比。 若漏极电流ID恒定时，则跨导与过驱动电压成反比，而与KN的平方根成正比。 提高跨导方法： 增大KN（增大宽长比，增大Cox等） 增大ID来实现 以增大宽长比为最有效。,1.3.1 MOS管的电特性跨导（3）,讨论(续) 双极型三极管的跨导为： 两种跨导相比可得到如下结论： 对于双极型，当IC确定后，gm就与几何形状无关，MOS管除了可通过IDS调节跨导外，gm还与几何尺寸有关； 双极型三极管的跨导与电流成正比，而MOS管的跨导与电流平方根成正比，所以在同样工作电流情况下，MOS管的跨导要比双极型三极管的跨导小。,1.3.1 MOS管的电特性导

20、纳,饱和区MOS管的导纳 对于MOS管的交流小信号工作还引入了导纳的概念，导纳定义为：当栅源电压与衬底电压为一常数时的漏极电流与漏源电压之比，即可表示为：,1.3.1 MOS管的电特性最高转换频率（1）,MOS管的最高转换频率 两种定义 共源电流增益（ ）幅度下降到单位1时所对应的频率（角频率）； 当栅源间输入交流信号时，由源极增加（减小）流入的电子流，一部分通过沟道对电容充（放）电，一部分经过沟道流向漏极，形成漏源电流的增量，当变化的电流全部用于对沟道电容充放电时，MOS管就失去了放大能力，因此MOS管的最高转换频率定义为：对栅输入电容的充放电电流和漏源交流电流值相等时所对应的工作频率。,1

21、.3.1 MOS管的电特性最高转换频率（2）,忽略寄生电容： C表示栅极输入电容，该电容正比于WLCox 。 MOS管的最高转换频率与沟道长度的平方成反比，因此，减小MOS管的沟道长度就能很显著地提高工作频率 。 频率：fT=T/2,1.3.1 MOS管的电特性最高转换频率（3）,转换频率是不能够精确预计器件所能工作的最高频率的。 在高频条件下，“集总”MOS管模型的许多假设都变得无效了。 集总模型对于工作频率不大于T/10时是有效的。 在共源放大器中会介绍一种有效的频率定义。 在高频情况下，器件模型变得更有挑战性，需考虑版图中器件及其连接所产生的许多效应。,品质因子（FOM）,希望MOS管能

22、提供： 大的gm同时只消耗较少的电流 大的gm同时只有较小的Cgs 为了量化MOS管的性能，可以定义以下的“品质因子”： gm/ID与gm/Cgs 对于长沟道MOS管，则有： 以上两因子反映了相互之间的折中关系。,二阶效应,二阶效应在现代模拟集成电路的设计中 是不能忽略的，主要的二阶效应有： MOS管的衬底效应 沟道调制效应 亚阈值导通 温度效应,衬底偏置效应（体效应）,在前面的分析中： 没有考虑衬底电位对MOS管性能的影响 假设所有器件的衬底都与源端相连，即VBS0 但在实际的模拟集成电路中，由于MOS器件制作在同一衬底上，就不可能把所有的MOS管的源极与公共衬底相接，即VBS0 例如：在实

23、际电路设计中NMOS管的源极电位有时就会高于衬底电位（仍能保证源极与漏极与衬底间保持为反偏，使器件正常工作）,衬底偏置效应（体效应）,根据阈值电压的定义及MOS管的工作原理可知，MOS管要形成沟道必须先中和其耗尽层的电荷，假设VSVDVB，当0VGBVth时则在栅下面产生了耗尽但没产生反型层，保持MOS管的三端电压不变，而降低衬底电压VB，则VGB增大，更多的空穴被排斥到衬底，而留下了更多的负电荷，从而使其耗尽区变得更宽，即当VB下降、Qb上升时，Vth也会增大。这种由于VBS不为0而引起阈值电压的变化的效应就称为“衬底效应”，也称为“背栅效应”。,衬底偏置效应（体效应）,在考虑衬底效应时，其

24、耗尽层的电荷密度变化为： 把上式代入阈值电压的表达式，可得其阈值电压为： 其中Vth0是在无体效应时的阈值电压； 称为体效应因子，的大小由衬底浓度与栅氧厚度决定，其典型值在0.3到0.4V1/2。,衬底偏置效应（体效应）,对于PMOS管，考虑体效应后的阈值电压为： 对于衬底效应表明其衬底势能Vsub不需改变：如果其源电压相对于Vsub发生了改变，会发生同样的现象。,衬底偏置效应（体效应）,例：,衬底偏置效应（体效应）,由于衬底电位会影响阈值电压，进而影响MOS管的过驱动电压，所以衬底可以视为MOS管的第二个栅（常称背栅）。 因此为了衡量体效应对MOS管的I/V的影响，定义一衬底跨导 衬底跨导：

25、在源漏电压与栅源电压为常量时漏极电流随衬底电压的变化关系：,衬底偏置效应（体效应）,则衬底电位对漏极电流的影响可用一个电流源gmbVBS表示。 在饱和区，gmb能被表示成,衬底偏置效应（体效应）,而根据阈值电压与VBS之间的关系可得： 因此有： 式中=gmb/gm ，gmb正比于。 注意gmVGS与gmbVBS具有相同极性，即提高衬底电位与提高栅压具有同等的效果。,沟道调制效应,在分析器件的工作原理时已提到：在饱和时沟道会发生夹断，且夹断点的位置随栅漏之间的电压差的增加而往源极移动，即有效沟道长度L实际上是VDS的函数。这种由于栅源电压变化引起沟道有效长度改变的效应称为“沟道调制效应”。 记

26、， ，称为沟道调制系数，当L远小于L时有：,沟道调制效应,在饱和区时，其漏极电流为 调制系数为： 而L为： 的大小与沟道长度及衬底浓度有关，ND上升则下降。考虑沟道调制效应的I/V曲线如下图所示。,沟道调制效应,由上图可以看出： 实际的I/V曲线在饱和时并非是一平行的直线，而是具有一定斜率的斜线。 所有斜线反方向延长与水平轴VDS间有同一交叉点，该点的电压称为厄莱电压VA。 因此在源漏之间是一个非理想的电流源。参数反映了沟道调制的深度，且沟道越短，越大，表明沟道调制越明显。与VA的关系为：1/VA 。,沟道调制效应,考虑沟道调制效应后MOS管的在饱和区的跨导gm为： 所以沟道调制效应改变了MO

27、S管的I/V特性，进而改变了跨导。 从形式上看，其与VOV的关系还是一致的。,沟道调制效应,不考虑沟道调制效应时，MOS管工作于饱和区时的漏源之间的交流电阻为无穷大，是一理想的电流源。 考虑沟道调制效应后，由于漏电流随漏源电压变化而变化，其值为一有限值。这个电流源的电流值与其电压成线性关系，可以等效为一个连接在漏源之间的电阻，该电阻其实 VDS有关，没有精确解， 但可近似表示为：,沟道调制效应,一般ro也称为MOS管的输出阻抗，它会限制大部分放大器的最大电压增益，影响模拟电路的性能。 对于一个给定的栅源电压，一个较大的沟道长度L可以提供一个更理想的电流源，同时降低了器件的电流能力。因此，为了保

28、证其电流值，应同比例增加W的值。 注：以上各式的推导是基于条件：L远小于L（即长沟道）而得到的，此时才有 的近似线性关系，而对于短沟道器件则上述条件不成立，它会导致饱和ID/VDS特性曲线的斜率可变。,亚阈值效应,亚阈值效应又称为弱反型效应 前面分析MOS管的工作状态时，采用了强反型近似，即假定当MOS管的VGS大于Vth时，表面产生反型，沟道立即形成，而当MOS管的VGS小于Vth时，器件就会突然截止。,亚阈值效应,但MOS管的实际工作状态应用弱反型模型，即当VGS略小于Vth时，MOS管已开始导通，仍会产生一个弱反型层，从而会产生由漏流向源的电流，称为亚阈值导通，而且ID与VGS呈指数关系

29、： 其中1是一非理想的因子；ID0为特征电流： ，m为工艺因子，因此ID0与工艺有关；而VT称为热电压： 。,亚阈值效应,亚阈值工作特点： 在亚阈值区的漏极电流与栅源电压之间呈指数关系，这与双极型晶体管相似。 亚阈值区的跨导为： 由于1，所以gmID/VT，即相同电流MOS管最大跨导比双极型晶体管（IC/VT）小。,亚阈值效应,对于饱和区的MOS管，提高跨导增大W而保持ID不变，但ID保持不变的条件是降低VOV，进而进入亚阈值工作状态时跨导最大。 所以为了得到亚阈值区的MOS管的大的跨导，其工作速度受限（大的器件尺寸引入了大的寄生电容）。,温度效应,温度效应对MOS管的性能的影响主要体现在阈值

30、电压Vth与载流子迁移率随温度的变化。 阈值电压Vth随温度的变化：以NMOS管为例，阈值电压表达式两边对温度T求导可以得到：,温度效应,上式的值小于零，即阈值电压随温度上升而下降。 对于PMOS管则dVth/dT总为正值，即阈值电压随温度的上升而增大。,温度效应,载流子迁移率随温度的变化 实验表明，对于MOS管，如果其表面电场小于105V/cm，则沟道中电子与空穴的有效迁移率近似为常数，并约为半导体体内迁移率的一半。 实验还发现，在器件工作的正常温度范围内，迁移率与温度近似成反比关系。,温度效应,漏源电流IDS随温度的变化 根据以上的分析，温度的变化会引起阈值电压与迁移率的变化，进而影响其漏

31、源电流。由萨氏公式两边对T求导得：,温度效应,则有： 由于温度的变化对阈值电压与迁移率的影响正好是反向的，漏源电流IDS随温度的变化取决于这两项的综合，因此，MOS管的电性能的温度稳定性比双极型的晶体管好。,MOS管的小信号模型,MOS管交流小信号模型-低频,小信号是指对偏置的影响非常小的信号。 由于在很多模拟电路中，MOS管被偏置在饱和区，所以主要推导出在饱和区的小信号模型。 在饱和区时MOS管的漏极电流是栅源电压的函数，即为一个压控电流源，电流值为gmVGS，且由于栅源之间的低频阻抗很高，因此可得到一个理想的MOS管的小信号模型，如图（a）所示。,MOS管交流小信号模型-低频,(a) (b

32、),MOS管交流小信号模型-低频,其中（a）为理想的小信号模型。 实际的模拟集成电路中MOS管存在着二阶效应，而由于沟道调制效应等效于漏源之间的电阻ro；而衬底偏置效应则体现为背栅效应，即可用漏源之间的等效压控电流源gmbVBS表示，因此MOS管在饱和时的小信号等效模型如图 (b)所示。 上图所示的等效电路是最基本的，根据MOS管在电路中不同的接法可以进一步简化。,MOS管交流小信号模型-高频,在高频应用时，MOS管的分布电容就不能忽略。即在考虑高频交流小信号工作时必须考虑MOS管的分布电容对电路性的影响。 所以MOS管的高频小信号等效电路可以在其低频小信号等效电路的基础上加入MOS管的级间电

33、容实现，如图所示。,MOS管交流小信号模型-高频,MOS管交流小信号模型-高频,不同工作状态（截止、饱和、线性）时MOS管的分布电容值不同，因此若进行详细的计算比较困难，但可以通过软件模拟进行分析。 另外，在高频电路中必须注意其工作频率受MOS管的最高工作频率的限制（即电路的工作频率如高于MOS管的最高工作频率时，电路不能正常工作）。,CMOS中的有源电阻,有源电阻,MOS管的适当连接使其工作在一定状态（饱和区或是线性区），利用其直流电阻与交流电阻可以作为电路中的电阻元件使用。 MOS二极管作电阻 MOS二极管是指把MOS晶体管的栅极与漏极相互短接构成二端器件，如图所示。,有源电阻,MOS二极

34、管的栅极与漏极具有同的电位，MOS管总是工作在饱和区，根据饱和萨氏方程可知其转移特性曲线（漏极电流栅源电压间的关系曲线）如下图所示。,NMOS PMOS,有源电阻,(一) 直流电阻 此时NMOS管的直流电阻为： PMOS管的直流电阻为： 由以上两式可以发现：MOS二极管的直流电阻与器件的尺寸相关，并且还取决于VGS的值。,有源电阻,（二） 交流电阻 交流电阻可以视为MOS管的输出特性曲线在VDSVGS时的斜率，对于理想的情况，即忽略沟道调制效应时，其值为无穷大。 考虑沟道调制效应时，交流电阻是一有限值，但远大于在该工作点上的直流电阻，且其值基本恒定。,有源电阻,1）忽略衬底偏置效应 首先根据饱

35、和萨氏方程，可得到其电压与电流特性： 则有： 上式说明当流过三极管的电流确定后，MOS管的二端压降仅与几何尺寸有关 。,有源电阻,再根据MOS二极管的低频小信号模型，有：V1V和IV/rogmV。所以小信号工作时MOS二极管可近似为一个两端电阻，其值为： 二极管连接的MOS管的交流电阻等于其跨导的倒数，且为一非线性电阻。 但由于在模拟电路中交流信号幅度较小，因此，在直流工作点确定后，可以认为其值为一恒定值。,有源电阻,2）考虑衬底偏置效应 如果考虑体效应，如下图（a）所示，由于衬底接地电位，则有：V1V，VbsV，其等效电路如下图（b）所示。,（a) (b),有源电阻,根据KCL定理，由上图（

36、b）可以得到： 所以此时的等效电阻为： 上式即为考虑了衬底偏置效应与沟道调制效应的小信号电阻，由上式可知：在考虑衬底效应后，从M1的源端看其阻抗降低了。,有源电阻,2 MOS管的栅极接固定偏置 根据MOS管的栅极所接的固定偏置的大小不同，MOS管可工作于饱和区与线性区。 在实际应用中，根据输出端不同，又可分为漏输出与源输出两类工作方式。,有源电阻,1）漏输出，源极交流接地 VGS是固定的，当MOS管的漏源电压大于栅极的过驱动电压时，MOS管工作于饱和区，忽略沟道调制效应时，其阻值为无穷大，但实际阻值应考虑沟道调制效应，可用饱和萨氏方程求出：,有源电阻,而当漏源电压小于栅极过驱动电压时，MOS管工作于线性区，此时的等效输出电阻为：,有源电阻,2）源输出，漏极交流接地 此时栅源电压随输出电压变化，当MOS管工作于饱和区时，其输出电阻为1/gm；而当MOS管工作于三极管区时，其输出电阻值为： 式中的gm为器件跨导，而gd则为器件导纳。且有： 所以此时的输出电阻值较小。,有源电阻,总之，当MOS管在电路中作有源电阻时，一般栅接固定电位（接漏是一种特例），这时根据栅电压大小来判定MOS管的工作区域（饱和区与三极管区），另外，输出的端口是源端或是漏端，其呈现的阻抗也不同。,