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1、LLC最全计算套路【LLC众筹】张飞60小时精通半桥LLC谐振电源设计教程，众筹最后6天！ 点此立即众筹在各种类型的谐振转换器中，最简单和最普遍的谐振转换器为 LC 串联谐振转换器，其中整流器-负载网络与 LC 谐振网络串联，如 图 1 2-4所示。 在该为了打破串联谐振转换器的限制，LLC谐振转换器已经获得提出8-12。 LLC 谐振转换器是一种改进型的LC 串联谐振转换器，通过在变压器初级绕组放置一个并联在大多数实际设计中，该并联电感采用变压器的励磁电感。 LLC谐振转换器的电路图与LC串联谐振转换器的电路图十分相似。 唯一的差别在于:励磁电感的取值不同。 LLC谐振转换器的励磁电感远远大
2、于LC串联谐振转换器的励磁电感(Lr)，LLC谐振转换器中的励磁电感为Lr的3-8倍，通常通过增加变压器的气隙来获得。LLC谐振转换器具有许多超越串联谐振转换器的优点。它能够在较宽的电源和负载波动范围内调节输出，而开关频率波动却较小。 在整个工作范围内，能够获得零电压开关(ZVS)。 全部固有的寄生参数均可以用于实现软开关，包括所有半导体器件的结LLC 谐振转换器与基波近似图 3中给出了半桥 LLC 谐振转换器的原理简图，图中，Lm指励磁电感，用作并联电感，Lr指串联谐振电感，Cr 指谐振电容。图 4给出了 LLC 谐振转换器的典型波形。 假定:工作频率与谐振频率相同，后者决定于 Lr 与Cr
3、.之间的谐振。 由于励磁电感相对较小，形成相当量的励磁谐振网络的滤波作用可以采用基波近似原理，获得谐振转换器的电压增益，这需要假定方波电压的基波分量输入到谐振网络，并传输电能至输出端。 由于次级端整流电路可作为阻抗变压器，所以其等效负载 注：Vo指输出电压。由于VRI的各次谐波分量不涉及功率传输，交流等效负载电阻可以采用(VRIF/ Iac)计算:考虑到变压器匝比(n=Np/Ns)，则初级等效负载电阻可采用等效负载电阻，可以得到交流等效电路，如图 6利用式5中得到的等效负载电阻，可以推导出LLC谐振转换器的特性。 利用图 6所示的交流等效电路，可得电压增益M的计算公式:图7给出了 Q 值不同且
4、 m=3、fo=100kHz 且fp=57kHz集成变压器的考虑事项对于实际设计，通常需要采用集成变压器的概念设计实现磁器件(串联电感与并联电感)，其中将漏感用作串联电感，励磁电感用作并联电感。 当采用这种方法构造磁元件时，需要将图 6中的等效电路改进成图8，这是因为不仅在初级，而且在次级都存在有漏感。不考虑变压器次级的漏感时往往会导致设计出错。在处理实际变压器时，提倡采用具有Lp 和 Lr的等效电路，因为通过分别工作模式与可达最大增益考虑事项LLC 谐振转换器的工作频率可以低于或高于谐振频率(fo)，如图 10所示。图 11给出了每种工作模式下变压器初级与次级的电流波形。 在低于谐振频率下(
5、情况I )工作，容许次级整流器二极管实现软换流，尽管此时环流相比较大。 随着工作频率降低，偏离 ID谐振频率，环流大大增加。 尽管在高于谐振频率下(情况II )工作，容许环流降低，但是整流器二极管不能实现软换流。 对于高输出电压应用中，例如等离子显示屏(PDP)，提倡采用低于谐振频率下工作，因为这类应用场合中整流器二极管的反向恢复损耗相当最大增益与峰值增益需求LLC谐振转换器的合适输入电压范围决定于峰值电压增益。 因此，谐振网络的设计应确保增益曲线具有足够的峰值增益，并能够覆盖整个输入电压范围。 但是，低于峰值增益点，ZVS 条件会丢失，如图 12所示。因此当确定最大增益点时，要求保留一些裕量
6、，在负载瞬态变化和启动阶段，确保获得稳定的ZVS工作。典型地，对于实际设计，选取最大增益的 1020% 作为裕量，如图 13所示。在某一给定的条件下，即使采用增益公式6得到峰值增益，也是很难地以明确形式表达出峰值增益。 为了简化分析与设计，可以采用仿真工具获得峰值增益，如图 14所示。图中给出了不同 m 取值时，随着Q值变化的峰值增益(可达最大增益)。 可见，通过减少m和Q值，可以获得较高的峰值增益。 对于给定的谐振频率 (fo)和 Q 值，降低m意味着励磁电感减少，将导致环流增加。 自然地，应在可用增益范围与导通损耗之间作出权衡。FSFR系列的特征FSFR系列产品集成有脉冲频率调制(PFM)控制器以及专门设计用于零电压开关(ZVS)半桥转换器的MOSFET，外部元器件用量最少。内部控制器包括一个欠压闭设计步骤STEP-1 确定系统的各项指标STEP-2确定谐振网络的最大与最小电压增益- 磁芯: EER3542 (Ae=107 mm2)- 骨架: EER3542(水平/分段类型)6. 实验验证图文 I 网络