《毕业设计（论文）-基于AT89C51的数控直流电流源设计.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《毕业设计（论文）-基于AT89C51的数控直流电流源设计.doc（37页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、基于AT89C51的数控直流电流源设计摘 要随着单片机技术的快速发展，基于单片机的微处器的应用越来越广泛。AT89S52单片机为主控制器，通过键盘来设置直流电源的输出电流，设置步进等级可达1mA，并可由数码管显示实际输出电流值和电流设定值。本系统由单片机程控输出数字信号，经过D/A转换器（ADS7841）输出模拟量，再经过运算放大器隔离放大，控制输出功率管的基极，随着功率管基极电压的变化而输出不同的电流。控制部分选用单片机与专用的PWM调制芯片相结合的方式来控制MOSFET开关管的导通。其输出电流的大小通过隔离型电流传感器转换成对应的模拟信号。实际测试结果表明，本系统实际应用于需要高稳定度小功
2、率恒流源的领域。关键词 压控直流源，PWM调制芯片，闭环控制AbstractWith the rapid development of single-chip technology, based on the single-chip micro-Departments application of more and more widely. AT89S52-based single-chip controller, through the keyboard to set the DC power supply output current, set the level of stepping
3、up to 1mA, and the digital display from the actual output current value and current settings. The system consists of single-chip programmable digital signal output through D / A converter (ADS7841) analog output, and then zoom through the isolation amplifier to control the output power of the base t
4、ube, with the base of power changes in voltage output different currents. Control of some selected single-chip PWM modulation and the exclusive use of a combination of chips to control the MOSFET turn-on switch. The size of its output current through the isolation-type current sensor into a correspo
5、nding analog signal. The actual test results indicate that this system applies to the actual needs of low-power high stability constant current source of the field.Key Words DC voltage source, PWM modulation chips, closed-loop control-I-目 录摘 要IAbstractII目 录III1 引 言11.1数控直流电流源的简介11.1.1国内外研究现状11.1.2AT
6、89C51单片机简介11.1.3本文研究的主要内容、目标与方法21.2数控直流电流源设计方法21.3数控直流电流源设计流程31.4 本文的目的和意义4数控直流电流源设计构思52.1数控直流电流源主要单元器件的选择52.1.1 开关管的选择52.1.2 PWM芯片的选择52.1.3 电流传感器的选择62.1.4A/D和D/A芯片的选择82.1.5 控制器芯片的选择82.1.6人机界面82.1.7辅助电源选择93数控直流电流源的子模块设计103.1电源输入EMI滤波和主电路前级整流滤波稳压电路设计103.2 PWM调制波与MOSFET的驱动电路设计113.3 斩波电路与滤波稳流电路设计113.4电
7、流检测电路设计143.5 单片机最小系统设计153.6 A/D、D/A 的转换电路设计153.7 键盘和显示电路及辅助电源电路设计173.8 系统误差分析173.9 系统的热设计与电磁兼容设计183.10 提高系统精度的技术措施194 数控直流电流源源码204.1 A/D采样程序20结 论29致 谢30参考文献31附 录 A1.132-III-1 引 言1.1数控直流电流源的简介1.1.1 国内外研究现状从上世纪九十年代末起，随着对系统更高效率和更低功耗的需求，电信与数据通讯设备的技术更新推动电源行业中直流/直流电源转换器向更高灵活性和智能化方向发展。在80年代的第一代分布式供电系统开始转向到
8、20世纪末更为先进的第四代分布式供电结构以及中间母线结构，直流/直流电源行业正面临着新的挑战，即如何在现有系统加入嵌入式电源智能系统和数字控制。早在90年代中，半导体生产商们就开发了数控电源管理技术，而在当时，这种方案的性价比与当时广泛使用的模拟控制方案相比处于劣势，因而无法被广泛采用。随着电子技术的发展，数字电路应用领域的扩展，现今社会，产品智能化、数字化已成为人们追求的一种趋势，设备的性能，价格，发展空间等备受人们的关注，尤其对电子设备的精密度和稳定度最为关注。性能好的电子设备，首先离不开稳定的电源，电源稳定度越高，设备和外围条件越优越，那么设备的寿命更长。基于此，人们对数控恒定电流器件的
9、需求越来越迫切，由于板载电源管理的更广泛应用和行业能源节约和运行最优化的关注，电源行业和半导体生产商们便开始共同开发这种名为“数控电源”的新产品。当今社会，数控恒压技术已经很成熟，但是恒流方面特别是数控恒流的技术才刚刚起步有待发展，高性能的数控恒流器件的开发和应用存在巨大的发展空间，本文正是应社会发展的要求，研制出一种高性能的数控直流电流源。现今随着直流电源技术的飞跃发展，整流系统由于以前的分立元件和集成电路控制发展为微机控制，从而使直流电源智能化，具有遥测、遥信、遥控的三遥功能，基本实现了直流电源的无人值守。1.1.2 AT89C51单片机简介AT89C51是一种低功耗、高性能的片内含有4K
10、B的闪存可编程擦除只读存储器（FPEROM-Flash Programmable and Erasable Read Only Memory）的 8位COMS单片机，并且与MCS-51引脚和指令系统完全兼容。89C51的I/O口P0,P1,P2和P3除具有MCS-51相同的一些性能和通途外，在FPEROM编程时，P0口还可以接受代码字节，并在程序校验时输出代码字节，但在程序校验时需要外接上拉负载电阻。在FPEROM编程和程序校验期间，P1口接受地址字节，P2口接受高位地址位和一些控制信号，P3口也接受一些FPEROM编程和校验用的控制信号。此时，ALE引脚式编程脉冲输入端。在FPEROM编程期
11、间，如果选择12V编程电压，则将12V编程电压加在VPP引脚上。1.1.3本文研究的主要内容、目标与方法直流稳压电源是最常用的仪器设备，在科研及试验中都是必不可少的。针对以上问题，我们设计了一套以低纹波数控直流电流源，所有数字电路选用CMOS数字电路，实现了“+”。“”步进调整功能，降低给定电流与实际电流的偏差。运用合理的电路结构，降低了负载调频整率；降低由于电源电压变化对输出电流所产生的影响。设计通过数码显示电路、直流电流源电路、双时钟可预置计数器步进控制电路、0mA和3000mA上、下限逻辑控制电路。运用双时钟可预置数步进可逆计数器CD40192的计数向上和计数向下功能完成，即加进位、减退
12、位步进调整电流值功能。本数控直流电流源系统的电源选用CMOS数字电路，实现了“+”，“”步进调整功能，降低给定电流与实际电流的偏差，输出的电流稳定，不随负载和环境温度变化，并具有很高的精度，输出电流误差范围5mA，输出电流可在20mA2000mA范围内任意设定，因而可实际应用于需要高稳定度小功率恒流源的领域。也适用于各种有较高精度要求的场合。1.2数控直流电流源设计方法根据设计要求，系统可分为电流源主电路、控制部分、人机界面（包括键盘输入与显示）和辅助电源四部分。 根据开关电源的原理，经AC/DC/DC变换过程来实现可调稳流的功能，主电路由整流滤波电路、稳压电路、斩波电路和恒流电路构成。闭环控
13、制系统框图如图1.1所示： 图1.1 基于FPGA的可调电流源原理方框图其工作过程如下：市电经隔离变压器降压后，通过整流桥整流，电容滤波，变成平稳的直流电，完成AC/DC的变换过程；通过由FPGA（可编程逻辑器件）产生PWM调制波控制开关管的通断构成斩波电路，输出高频的直流脉冲，经储能电感平波、电容高频滤波后，输出可调的直流电；使用HCPL7870光电隔离A/D转换芯片（转换精度达15位）对输出电流进行采集，构成闭环控制系统。斩波电路前级的稳压电路，使用集成稳压器来降低电网波动对斩波电路的影响。其控制部分选用单片机与专用的PWM调制芯片相结合的方式来控制MOSFET开关管的导通。其输出电流的大
14、小通过隔离型电流传感器转换成对应的模拟信号，并将这一模拟量分为两路：一路直接反馈到PWM集成芯片的反馈输入端，构成连续的闭环控制系统；另一路经模/数转换芯片变成数字信号传送给单片机处理，作为辅助的调节反馈量，使用软件算法来修正给定量，减小稳态误差。组成其原理框图如图1.2所示：图1.2 基于PWM芯片与单片机的可调电流源方框图1.3数控直流电流源设计流程由于系统选用的主控制器是单片机，单片机软件主要包括主程序、A/D采样子程序（电流采样）D/A输出电流给定值及显示等程序。开始程序初始化是调节状态？允许输出？关PWM波设定电流调节显示电流 N Y N Y图 1.3 程序设计流程图 1.4 本文的
15、目的和意义随着电子技术、单片机技术的快速发展，基于单片机的微处器的应用越来越广泛。数字电路应用领域的扩展，现今社会，产品智能化、数字化已成为人们追求的一种趋势，设备的性能，价格，发展空间等备受人们的关注，尤其对电子设备的精密度和稳定度最为关注。性能好的电子设备，首先离不开稳定的电源，电源稳定度越高，设备和外围条件越优越，那么设备的寿命更长。基于此，人们对数控恒定电流器件的需求越来越迫切当今社会，数控恒压技术已经很成熟，但是恒流方面特别是数控恒流的技术才刚刚起步有待发展，高性能的数控恒流器件的开发和应用存在巨大的发展空间。因此通过数控直流电流源的设计对于厂商乃至我国的数控直流电流源产业的发展有着
16、重要意义。本文正是应社会发展的要求，研制出一种高性能的数控直流电流源。本系统以直流电流源为核心，AT89S52单片机为主控制器，通过键盘来设置直流电源的输出电流，设置步进等级可达1mA，并可由数码管显示实际输出电流值和电流设定值。本系统由单片机程控输出数字信号，经过D/A转换器（ADS7841）输出模拟量，再经过运算放大器隔离放大，控制输出功率管的基极，随着功率管基极电压的变化而输出不同的电流。单片机系统还兼顾对恒流源进行实时监控，输出电流经过电流/电压转变后，通过A/D转换芯片，实时把模拟量转化为数据量，再经单片机分析处理， 通过数据形式的反馈环节，使电流更加稳定，这样构成稳定的压控电流源。
17、实际测试结果表明，本系统实际应用于需要高稳定度小功率恒流源的领域。本数控直流电流源系统输出电流稳定，不随负载和环境温度变化，并具有很高的精度，输出电流误差范围5mA，输出电流可在20mA2000mA范围内任意设定，因而可实际应用于需要高稳定度小功率恒流源的领域。数控直流电流源设计构思 2.1数控直流电流源主要单元器件的选择2.1.1 开关管的选择根据相关技术资料，对比MOSFET与IGBT两种开关管。MOSFET与IGBT性能参数对比表如表2.1所示：表2.1 MOSFET与IGBT性能参数对比性能指标MOSFETIGBT驱动类型电压型电压型驱动功率小较小开关速度快（能达到5MHZ）较快（一般
18、在100kHZ以下）能通过电流较大（一般在100A以下）大（能达到1000A以上）通过压降小于或等于2V一般大于2V由于设计要求输出的功率不大（仅20W），主要指标体现在输出电流的分辨率、测量值的误差、纹波、稳定度等方面。为了获得很好的滤波效果，希望斩波的频率越高越好（至少在100KZ以上）。对照表1分析，由于MOSFET管开关速度快，可作为选择开关管的对象，经查阅P沟道的MOSFET IRF5210的设计资料，已知其通断电流为20 A，开关频率可达1MHZ，通态电阻RDS=0.06，能够满足设计要求。2.1.2 PWM芯片的选择PWM芯片根据其控制方式可分为电压模式控制和电流模式控制两种。其
19、功能和驱动能力也随型号的不同而有所区别。根据相关技术资料，对比SG3525、TL494和UC3573三款芯片如下：SG3525具有很高的温度稳定性和较底的躁声等级，具有欠压保护和外部封锁功能，能方便地实现过压过流保护，能输出两路波形一致、相位差为180的PWM信号，结合双MOSFET管斩波电路的独特设计，能有效地减少输出电流的纹波。TL494内有两个误差信号比较器，能同时实现电压模式控制和电流模式控制，但在本系统中不能发恢这一优势，且没有外部强封锁端，不便于实现过压过流保护。UC3573属于DIP8封装，其PWM占空比可从0100之间调节，能直接驱动P沟道的MOSFET开关管，但在功能上不能直
20、接实现误差放大和控制，难以满足系统的设计要求。基于以上分析，选择SG3525作为斩波电路的PWM调制芯片较为理想。SG3525主要技术指标如表2.2所示：表2.2 SG3525主要技术指标参数名称数值参数名称数值最大电源电压40V封锁阀值电压0.4V启动电压8V待机电流14 mA最高工作频率500kHZ基准源温度稳定性0.3 mV/误差放大器的开环增益75dB误差放大器增益带宽2MHz放大器输入失调电压2mA驱动输出峰值电流500 mA2.1.3 电流传感器的选择输出电流的检测主要是为了得到精确的反馈量与准确的显示值，因此需要灵敏度高、线性度良好、可靠性强的元器件。为了保护系统具有较强的抗干扰
21、性能和较高的可靠性，再此首先考虑使用隔离型电流监测方案。方案一：使用电量测量中常用的磁补偿式电流传感器，其内部结构图如图2.1所示。根据安培定律，原边被测电流I1 N1将产生的磁场B1，它与I2 N2产生的磁场B2进行磁补偿后保持磁平衡状态，即I1 N1= I2 N2，所以能得到I2= I1 N1 N2。当N1 N2确定后，I2正比于 I1，I2通过RM转换成电压信号输出。该隔离型传感器与线性光电耦合器一样具有精度较高、响应快等优点，而且无须外接任何元件就能得到准确的检测信号。但此种器件在mA级小电流检测时，由于受漏磁等因素的影响，非线性失真明显，难以保证对mA级小电量的准确测量，而且该类器件
22、的价格比较昂贵。图2.1 磁补偿式电流传感器方案二：使用线性光电耦合器，采集其电流流经取样电阻两端的电压的隔离型电流检测方案。以线性光电耦合器HCNR200为例来分析其工作原理，其封装形式内部结构如图2.2所示。图2.2 线性光电耦合器封装形式和内部结构 HCNR200由发光二极管LED、反馈光电二极管PD1、输出光电二极管PD2组成。当LED通过驱动电流IF时，发出红外光（伺服光通量）。该光分别照射在PD1、 PD2上，反馈光电二极管PD1吸收光通量的一部分，从而产生控制电流IPD1（IPD1=0.005IF），该电流用来调节IF，以补偿LED的非线性。输出光电二极管PD2产生的输出电流IP
23、D2与LED发出的伺服光通量成线形比例。令伺服电流增益KI= IPD1IF，正向增益K2= IPD2IF；则传输增益K3= K2KI= IPD2IPD1，K3的典型值为1。由于HCNR200输出电流IPD2与LED发出的伺服光通量成线性比例，且其非线性度为0.01%，传输增益为10015%；温度增益系数-6510-6/,带宽大于1MHZ,耐压为直流1000V。具有精度较高、转换速度快、稳定性好的特点，能达到系统的设计要求。方案比较与选择：前者电路连接形式简单，能满足题中基本部分的要求，但要达到发挥部分的指标，対后级信号处理的难度非常大；后者在电路结构较为复杂，器件较多，基于对设计功能全面的考虑
24、，选择了方案二2.1.4 A/D和D/A芯片的选择根据设计要求,系统要求输出的电压为202000mA，步进为1mA，且要求显示数值，因此给定量的执行元件数/模转换器(即D/A)与检测量化元件模/数转换器(即A/D),至少需要11位的转换精度。结合系统的设计要求,并考虑到单片机的I/O接口资源紧张等因素。最终确定选用串行数据传送方式的ADS7841和DAC7512两款芯片转换精度均为12位的集成芯片,其量化精度能达到1/40961/2000,完全能达到设计的精度要求。2.1.5 控制器芯片的选择在本设计中,控制器芯片主要完成与A/D、D/A的数据通信及对其数据的处理,实现对系统给定量的设定和对输
25、出量的采样与显示。同时,还要求对各种故障信息进行检测,及时的发出相应的报警信号。此外,由于本系统属于强的EMI源,因此对主控制器芯片的抗干扰性能和故障处理能力有较高的要求。控制器芯片采用Atmel公司的AT89S8252 CMOS 8为单片机，AT89S8252比普通的51系列单片机具有更强大的功能，其片内含8KB可反复擦写的Flash只读程序存储器和256字节随机存取数据存储器（RAM）;SPI串行口用于编程向下装载;兼容标准MCS-51指令系统;片内置通用8位中央处理器和Flash存储单元;有32个外部双向输入/输出(I/O)端口;9个中断源,内涵俩个外中断口;3个16位可编程定时器/计数
26、器;可编程UART串行通信口;SPI串行口。AT89C51可按照常规方法进行编程，也可在线编程。其将通用的微处理器和Flash存储器结合在一起，特别是可反复擦写的Flash存储器可有效的降低开发成本。因此，选择Atmel公司的AT89C51作为控制器芯片。AT89C51有PDIP、TQFP和PLCC三种封装形式，以适应不同应用系统的需求。2.1.6 人机界面人机界面包括对给定值的输入、显示和输出电流值的实时显示等。输入设备采用轻触接健来实现。对显示部分有以下两种方案可供选择。方案一：采用LCD（液晶）显示，该方案具有低压微功耗、平板型结构、显示的信息量大、无电磁辐射、使用寿命长等优点，但本系统
27、要求显示的数量小，不能发挥其显示内容丰富的优点，同时占有I/O口较多，且处在强干扰源中，可靠性较低。方案二：用LED(数码管)显示。该方案具有实现容易、发光亮度大、驱动电路简单等优点，且其可靠性能也优于LED的显示。基于可靠性方面的考虑，选择方案二。2.1.7 辅助电源选择辅助电源主要是为控制部分供电的，由于电流源的主要电路有开关管在工作，嗓声干扰大，所以为了确保控制部分的稳定性和可靠性，采用与主电路分离的电源电路供应。系统的前级供电方式示意图如图2.3所示：单相电源滤波器主电路变压器整流滤波稳压输出辅助电源变压器整流滤波稳压输出稳压输出图2.3 系统前级供电的示意图3数控直流电流源的子模块设
28、计3.1电源输入EMI滤波和主电路前级整流滤波稳压电路设计电源输入EMI滤波电路：为滤除交流电源线上的外来干扰，同时能避免向外界发出噪声。在电源的输入端加了一个型号为SH160-6的单相电源滤波器，其原理为双向射频干扰滤波器，根据产品技术资料，其滤波性能在全频段都有明显的效果，特别是在低频段（10500KHZ）具有极佳的滤波效果，同时也能抑制电路中的串模、共模干扰。主电路前级整流滤波稳压电路：主电路前级整流稳压电路原理图如图3.1所示。根据题目要求，输入的电压范围在200240V内变化。在电路的设计中，斩波电路的供电电压由LM7818提供，因此，只要在电压的变化范围内能提供给LM7818的正常
29、工作电压，就不会对输出有明显的影响，根据LM7818的资料手册，可得其正常工作的输入电压范围为1835V。变压器次级线圈两端交流电的有效值U2，经全波整流滤波后，能提供给LM7818的电压为1.2U2，所以变压器的变比k的范围为2401.2/35k 2001.2/18即8.2 k13. 3,最后确定k=11,在220V输入的情况下,LM7818的输入电压为24V。图3.1 主电路前级整流稳压电路原理图变压器降压后得到的交流电电压经全波整流,经C3、 C4滤波整流后，经三端稳压器LM7818稳压，为后级的斩波电路提供稳定的电压输入。3.2 PWM调制波与MOSFET的驱动电路设计PWM自动调节是
30、由SG3525芯片实现的，其电原理图如图3.2所示。根据SG3525的技术资料可知，其输出的频率由引脚端5外接的电容CT 值和引脚端6外接的电阻RT值所决定，PWM调制波频率为f=1/(0.7CTRT) (公式3.1) 本设计为了得到更好的输出电流的质量，将频率设定在100KHZ附近，取C5（CT）=3.3nF，w3(RT)为10k的可调精密电位器。在电路中调节电位器使输出的频率在100KHZ左右。之所以选用100KHZ，是因为在调试中发现，频率太高，会使IRF2510的开关损耗增大，容易发烫，而频率太低，不利于滤波和恒流。单片机控制DAC7512输出给定信号送至SG3525的第2引脚，检测电
31、流反馈的信号送入第1引脚，在硬件上直接构成PI闭环调节，第10引脚的封锁端作为输出过流过压保护控制端直接由单片机控制。由于SG3525输出的PWM波是由内部的两个D触发器分频得到的，从第11引脚和第14引脚输出的信号在相位上相差180，其占空比小于50%。两路PWM信号分别经三个40106反相器放大后驱动两个IRF5210。图3.2 PWM调制波与IRF5210驱动电原理图3.3 斩波电路与滤波稳流电路设计斩波电路原理框图如图3.3所示。其中，IRF5210为开关器件；D为续流二极管；L为储能电感；RS为采样电阻，取2。图3.3 斩波电路原理框图输入电压最大有效值的计算：根据设计要求，负载允许
32、通过的最大电流为2000mA，输出电压最大值为10V，在不考虑储能电感的直流阻抗和滤波电容的容抗情况下，续流二极管两端允许输出的电压最大有效值为UD=IO.MAXRS+UO.MAX=22+10=14V。稳态电流计算：在图10中，开关器件IRF5210的源漏极电压USD（t）、电流IS（t），续流二极管D的电流ID（t），储能电感L的电流IL（t）的波形。对于任意开关周期，假设在t1tt2期间，IRF5210导通（导通时间为TON），D截止；在t2tt3期间，D导通，IRF5210截止。流过电感的电流为iL（t）。iL（t）的表达式如下： () (t- )/L+ t1tt2 = （公式3.2）/
33、L+ t2tt3 式中，iL（t1）为iL（t）在t1时刻的最小值；iL（t2）为iL（t）在t2时刻的最大值；在稳态下iL（t1）、iL（t2）由下面的算是确定：=-()/(2Lf) （公式3.3）=+()/(2Lf) （公式3.4）式中，UO为输出电压，IO为输出电流，即iL（t）得平均电流，f为开关频率，则开关周期T=1/f= TON +TOFF。由此可画出主电路中各元件中电量的波形。同时，也可明显地看出，其开关频率越高，储能电感的电感越大，其输出电流越稳定，纹波越小。输出纹波的大小可表示为= ()/(Lf) （公式3.5）在UO=UIN/2时,输出纹波有最大值, IW.MAX= UIN
34、 /(4L f) 。根据题目要求,输出的纹波要小于0.2 mA,在开关频率为100kHZ，输出电压为18V，纹波要小于0.2mV,则L必须大于18/(41000.2)=0.225H。由于这个电感值较大,不容易绕制,很难直接通过电感来消除纹波,因此,在设计中采用两个MOSFET开关管IRF5210构成斩波电路，以减小电流纹波。3. 对于储能电感铁芯的选择与最小电感量的计算由于开关工作频率为100 kHZ，通过查阅手册，根据相关铁磁材料的特性曲线，确定选择ALSi Fe磁环作为电感铁心，其突出的优点是品质因素随频率的增大而增大，且温度系数小。为使输出电路中的电流连续，则储能电感的电感值必须满足以下
35、条件：()/(2Lf) （公式3.6）式中，UIN=18V，f=100kHZ，IO.MAX=2A，UO在014V范围内变化。根据以上数据，容易计算出储能电感的最小值为7.7H。 为了使输出的电流纹波系数小，在设计中采用两个MOSFET开关管IRF5210构成斩波电路 ，分别由两路占空比一致、相位差相差180的PWM驱动信号控制，对后级的储能电感进行充电。由相关资料可知iL（t）的波形，当两路相位差为180、大小相同的电流叠加时，输出后的纹波系数将大大减小。 所设计的斩波与滤波稳流电路电原理图如图3.4所示。续流二极管选用快速恢复的高频二极管MBR745，通过反复调试后确定L1、L2的值，在输出
36、端并联一个470F的电解电容储能，同时并联一个高频电容滤除高频成分。图3.4 斩波与滤波稳流电路电原理图3.4电流检测电路设计电流检测电路主要有电流/电压转换电路(I/V)、隔离型电流检测电路以及后级的A/D转换电路组成。电流/电压转换电路：根据欧姆定律,在电路中串联一个已知的电阻,测量其两端的电压信号,就可以计算其电流值。由于需要采集的电流相对范围较宽，电阻的热稳定性能要好，所以设计中使用低温度系数康铜合金无感电阻串入电路，考虑到散热等问题，采用多个电阻进行串并的方式接入电路。隔离型电流检测电路： 隔离型电流检测电路主要由HCNR200线性光电耦合器、两片高精度仪器运放OP27与其他一些辅助
37、元件组成，其电原理图如图3.5 所示。电流信号被采集转换为电压信号后，经过一个OP27和三极管2N3906练级放大后送到HCNR200第2引脚，使其内部的LED发光，该光分别照射在PD1、PD2上，反馈光电二极管PD1吸收光通量的一部分，从而产生控制电流IPD1由HCNR200引脚端3输出，经U5放大后，用来调节LED的电流IF以补偿LED的非线性。输出光电二极管PD2产生的输出电流IPD2与LED发出的伺服光通量成形性比例，IPD2由HCNR200引脚端6输出，经U6放大后由OP27引脚6输出电压信号，送ADS7841进行A/D转换变成数字信号。通过调节电位器R23来改变增益，在系统调试中，
38、仔细调节R23，是电流检测动态响应快、稳态误差最小后，保持电源器的位置不变。 图3.5 采用线性光电耦合器组成隔离型电流检测电路原理框图3.5 单片机最小系统设计单片机最小系统采用AT89S82最小系统。AT89S82单片机主要完成设定值的按键处理、对SG3525给定量的输出以及对输出电流值得采集和数值显示。为了调试的方便，将单片机的所有引脚接出，其中P0口作为数码管的断码信号及键盘输入功能复用，P2口作为数码管的位码使用。3.6 A/D、D/A 的转换电路设计ADS7841芯片用于将电流检测电路输出的模拟电压信号转化成数字信号，其应用如图 3.6所示，在电源输入端并联一个0.1F的电容去耦，
39、同时并联一个10F的电解电容来提高供电的稳定性。ADS7841的基准源由AD584可编程输出提供。AD584芯片能提供2.5V、5.0V、7.5V、10V四种基准源输出模式。根据其技术资料，将引脚端1和2短接就能实现5.0V的基准源输出，并在引脚端6和7之间接一个0.1F的电容，能有效的提高抗干扰性能。图3.6 ADS7841的应用电路DAC7512主要完成对SG3525给定量的设定。为了增强其驱动能力，输出端接一个电压跟随器输出到SG3525的引脚端1。DAC7512的基准电压同样使用AD584提供。DAC7512 D/A转换的应用电路如图3.7所示。ADS7841和DAC7512的基准电压
40、源电路如图3.8所示：图3.7 DAC7512的应用电路图3.8 A/D、D/A的基准电压源电路3.7 键盘和显示电路及辅助电源电路设计键盘和显示电路主要是为了实现对输出电流值的任意设定，对给定值和输出值进行显示。由于显示的电流值位数最多为4位，所以在设计中使用了8个共阳数码管，采用动态扫描的方式实现。为了增强位选先好驱动能力，将位选端口接在9012二极管的基极，使9012工作在开关状态，大大提高了数码管显示的亮度。辅助电源部分分控制部分和线性光电传感器部分。由于这些部分的功耗不大，因此辅助电源均采用三端集成稳压器直接得到各部分所需要的电压等级。 3.8 系统误差分析由于系统对测量的精度要求相
41、当高，输出电流的相对范围大，因此对各个环节性能要求苛刻，特别是对信号传递中的非线形失真、噪声的抑制以及温漂等指标要严格控制，所以在器件选型和总体布局时要仔细考虑。输出的稳态误差指标：根据题意可以算出，设计中基本要求部分允许的输出最大误差为MAX1=（20001+10）/2000=1.5，发挥部分所允许的输出最大稳态误差为MAX2=（20000.1+1）/2000=0.15。可见其对稳态误差的要求较高。根据控制系统理论对电流源模块进行建模，其原理可看作一个简单的闭环控制系统。其结构图如图3.9所示 G(s)H(s) R(s) E(s) I(s) 图3.9 电流源组成的结构框当输入一个给定量R(s
42、)通过DAC7512加在SG3525的第2引脚时，电流源系统相当于在阶跃输入作用下的响应，则R(s)=R/S，R为给定量的幅值，根据一阶闭环系统的稳态误差计算公式： （公式3.7） 式中，K为开环增益，v为开环系统在s平面坐标上极点的重数。显然有：当v=0时，稳态误差为R/(1+K)；当v1时，稳态误差为0。因此，从理论上看，合适的选取系统各参数，能消除稳态误差的存在。给定量的误差分析：由于主电源是一个闭环控制系统，因此其稳态误差理论上可以减少到零。而给定量的误差将直接影响输出电流的稳态误差，这个误差主要来源于D/A芯片的问的误差和基准源的误差。这些器件的误差的主要来源是温漂。为了减少其误差，
43、应尽量将这些器件远离发热量大的开关管和大电容等元器件。输出显示的误差分析：输出显示部分的误差，主要取决于对输出电流采样通道的取样电阻、线性光电传感器和A/D温度误差及其基准源误差的确定。为了减少这一通道的误差，使用热稳定性能良好的康铜丝制作取样电阻，并选取较大的阻值（2），使得在电流较低时也能获得较大的电压值。线性光电传感器的前后级远算放大器均使用高精度的仪器专用运放（OP27）,将A/D芯片远离发热量较大的电流源主电路。3.9 系统的热设计与电磁兼容设计由于稳定电压管和开关管的发热量比较大，而电子元件的性能对温度比较敏感，因此热设计的好坏直接关系到系统的可靠性和恒流的准确性。在设计和制作中，
44、对热设计采取如下几点措施：（1） 所有稳压管和开关管均加大的散热片，并尽量放置在PCB板的外围；（2） 控制部分与发热量比较大的电源主电路分开制版；（3） 取样电阻采用并串的方法，加大散热的等效表面积，减少取样误差。 由于系统的技术指标很高，对电磁兼容的设计，包括系统内部的相互干扰、外界对系统的干扰以及系统对外界的电磁干扰，采取了如下一些有效地措施：（4） 电源输入端加入专用的单相滤波器，能很好地解决系统与外界电网的相互干扰；（5） 主电路电源与控制部分用不同的变压器分别供电，且在硬件布局时使用单独的模块；（6） 模拟地与数字地采用单点供地和串电感接地的方式，降低干扰；（7） 所有IC的电源输入端并联一个0.1F的电容去耦；（8） 模块间连接的信号线使用双绞线；