毕业设计（论文）-直流双闭环调速系统设计.doc

《毕业设计（论文）-直流双闭环调速系统设计.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《毕业设计（论文）-直流双闭环调速系统设计.doc（35页珍藏版）》请在三一文库上搜索。

1、邵阳学院毕业设计（论文）引言当前全球经济发展过程中，有两条显著的相互交织的主线：能源和环境。能源的紧张不仅制约了相当多发展中国家的经济增长，也为许多发达国家带来了相当大的问题。能源集中的地方也往往成为全世界所关注的热点地区。而能源的开发与利用又对环境的保护有着重大影响。全球变暖、酸雨等一系列环境灾难都与能源的开发与利用有关。 能源工业作为国民经济的基础，对于社会、经济的发展和人民生活水平的提高都极为重要。在高速增长的经济环境下，中国能源工业面临经济增长与环境保护的双重压力。有资料表明，受资金、技术、能源价格的影响，中国能源利用效率比发达国家低很多。90年代中国高耗能产品的耗能量一般比发达国家高

2、12% 55%左右，90%以上的能源在开采、加工转换、储运和终端利用过程中损失和浪费。如果进行单位GNP能耗（吨标准煤/千美元）的国家比较（90年代中期），中国分别是瑞士、意大利、日本、法国、德国、英国、美国、加拿大的14.4倍、11.3倍、10.6倍、8.8倍、8.3倍、7.2倍、4.6倍、和4.2倍。1995年，中国火电厂煤耗为412克标准煤kW/h，是国际先进水平的1.27倍。 由此可见，对能源的有效利用在我国已经非常迫切。作为能源消耗大户之一的电机在节能方面是大有潜力可挖的。我国电机的总装机容量已达4亿千瓦，年耗电量达6000亿千瓦时，约占工业耗电量的80%。我国各类在用电机中，80%

3、以上为0.55 220kW以下的中小型异步电动机。我国在用电机拖动系统的总体装备水平仅相当于发达国家50年代水平。因此，在国家十五计划中，电机系统节能方面的投入将高达500亿元左右。所以直流调速系统在我国将有非常巨大的市场需求。目前，国内直流调速系统的研究非常活跃，但是在产业化方面还不是很理想，市场的很大一部分还是被国外公司所占据。因此，为了加快国内直流调速系统的发展，就需要对国际直流调速技术的发展趋势和国内的市场需求有一个全面的了解。直流双闭环调速系统是工业生产过程中应用最广泛的电气传动装置之一。广泛的应用于轧钢机、冶金、印刷、金属切割机床等很多领域的自动控制中。它在以计算机做为工具的仿真系

4、统应用时不仅省钱，而且安全，周期短、见效快。近年来，交流调速系统发展很快，然而直流调速系统无论在理论上和实践上都比较成熟，并且从反馈闭环控制的角度来看，它又是交流调速系统的基础1，所以直流调速系统在生产生活中有着举足轻重的作用。现代工业生产中，电动机是主要的驱动设备。在各种高精工业生产中，工作可靠、速度控制精度高，并且不受环境温度等条件的影响、具有参数自整定、故障报警、故障记忆等功能，给用户的使用、维护提供极大方便的调速系统成为了当今的热门。而计算机和直流双闭环调速系统的结合体，刚好具有以上特点。应而，将来相当长的一段时间内，它将具有不可替代的优势。1 直流调速系统简介调速系统是当今电力拖动自

5、动控制系统中应用最普遍的一种系统。目前，需要高性能可控电力拖动的领域多数都采用直流调速系统。1.1 晶闸管-电动机直流调速系统简介20世纪50年代末，晶闸管（大功率半导体器件）变流装置的出现，使变流技术产生了根本性的变革，开始进入晶闸管时代。由晶闸管变流装置直接给直流电动机供电的调速系统，称为晶闸管-电动机直流调速系统，简称V-M系统，又称为静止的Ward-leonard系统。这种系统已成为直流调速系统的主要形式。图1.1是V-M系统的简单原理图1,3,5。图中V是晶闸管变流装置，可以是单相、三相或更多相数，半波、全波、半控、全控等类型，通过调节触发装置GT的控制电压Uc来移动触发脉冲的相位，

6、以改变整流电压Ud，从而实现平滑调速。由于V-M系统具有调速范围大、精度高、动态性能好、效率高、易控制等优点，且已比较成熟，因此已在世界各主要工业国得到普遍应用。 -图1.1 晶闸管-电动机直流调速系统（V-M系统）但是，晶闸管还存在以下问题：（1）由于晶闸管的单向导电性，给系统的可逆运行造成困难； （2） 由于晶闸管元件的过载能力小，不仅要限制过电流和反向过电压，而且还要限制电压变化率（du/dt）和电流变化率(di/dt)，因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件；（3） 当系统处于深调速状态，即在较低速下运行时，晶闸管的导通角小，使得系统的功率因数很低，并产生较大的谐波电流，引起电网

7、电压波形畸变，对电网产生不利影响；（4） 由于整流电路的脉波数比直流电动机每对极下的换向片数要小得多，因此，V-M系统的电流脉动很严重。1.2 单闭环调速系统简介1.2.1 系统的组成由前面的分析可知，开环系统不能满足较高的调速要求。许多需要无级调速的生产机械，常常不允许有很大的静差率。为了使系统同时满足D、S的要求，提高调速质量，必须采用闭环系统。用转速检测装置，例如在电动机上安装一台测速发电机TG，检测出输出量或被调量n的大小和极性，并把它变换成与转速成正比的负反馈电压Ufn，与转速给定电压Un相比较后，得到偏差电压Un，经放大产生触发装置GT的控制电压Uc，用以控制电动机的转速。这就组成

8、了转速负反馈单闭环调速系统，其原理图如图1.2。根据自动控制原理，反馈闭环控制系统是按被调量的偏差进行控制的系统。只要被调量出现偏差，它就会产生纠正偏差的自动调节过程。而前述转速降落正是由负载引起的转速偏差，因此闭环调速系统应该能大大减小转速降落。图1.2 单闭环调速系统1.2.2 系统的工作原理改变转速给定电压Un的大小，就可以改变直流电动机的转速，实现平滑调速。如图1.3所示，设电动机在Ud1决定的特性上的点1处以转速n1稳定运行，这时负载电流Id=Id1，控制电压Uc=Uc1,整流平均电压Ud=Ud1,当电动机上的负载转矩TL加大时有如下自动调节过程,整流电压平均值的增量Ud=Ud2-U

9、d1,用与补偿电阻牙降增量IdR=(Id2-Id1)R中的很大部分，使转速最后稳定在Ud2决定的特性上的点2处，显然n2略小于n1。 图1.3 闭环系统静特性与开环机械特性的关系上述自动调节作用表明，增加或减小负载，就相应地提高或降低整流电压，因而得到一条新的开环机械特性。按上述工作原理在每条开环机械特性上取一个相应的工作点，再将这些点集合起来 ，就是闭环系统的静特性，也就是说，闭环调速系统的静特性实际上是由许多机械特性上的不同运行点集合而成，可视为一条综合的特性直线，它代表闭环调节作用的结果。由此可知，闭环系统能减小稳态降速的实际在于它的自动调节作用，在于它能随着负载的变化而相应地改变整流电

10、路。1.2.3 单闭环调速系统的基本性质转速单闭环调速系统是一种基本的反馈控制系统，具有以下具体特征，也就是反馈控制的基本规律：（1） 应用比例调节器的单闭环系统是有静差的；（2） 单闭环系统对于给定输入绝对服从；（3） 单闭环系统具有较强的抗扰性能。1.3 双闭环调速系统简介1.3.1 双闭环调速系统的构成单闭环调速系统可以实现转速调节无静差，且采用电流截止负反馈作限流保护可以限制启（制）动时的最大电流。单闭环调速系统还存在以下问题：（1） 在单闭环调速系统中用一个调节器综合多种信号，各参数间相互影响，难于进行调节器动态参数的调整，系统的动态性能不够好。在采用电流截止负反馈和转速负反馈的单闭

11、环调速系统中，一个调节器需完成两种调节任务：正常负载时实现速度调节，过载时进行电流调节。一般而言，在这种情况下，调节器的动态参数无法保证两种调节过程同时具有良好的动态品质。（2） 系统中采用电流截止负反馈环节来限制启动电流，不能充分利用电动机的过载能力获得最快的动态响应，即最佳过度过程。为了获得近似的理想的过度过程，并克服几个信号综合于一个调节器输入端的缺点，最好的办法就是将主要的被调量转速与辅助被调量分开加以控制，用两个调节器分别调节转速和电流，构成转速电流双闭环调速系统。1.3.1.1 直流双闭环调速系统的组成 图1.4 直流双闭环调速系统电路原理图在转速、电流双闭环调速系统中，即要控制转

12、速，实现转速无静差调节，又要控制电流使系统在充分利用电动机过载能力的条件下获得最佳过度过程，其关键是处理好转速控制和电流控制之间的关系，就是将两者分开，用转速调节器ASR调节转速，用电流调节器ACR调节电流。ASR与ACR之间实现串级调节，即以ASR的输出电压Ui作为电流调节器的电流给定信号，再用ACR的输出电压Uc作为晶闸管触发电路的移相控制电压。从闭环反馈的结构看，速度环在外面为外环，电流环在里面为内环。为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用具有输入、输出限幅电路的PI调节器4，且转速和电流都采用负反馈环。系统原理图如图1.4。1.3.1.2 调节器输出限幅值的整定在双

13、闭环系统中转速调节器ASR的输出电压Ui是电流调节器ACR的电流给定信号，其限幅值Uim为最大电流给定值，因此，ASR的限幅值完全取决于电动机所允许的过载能力和系统对最大加速度的需要。而ACR的输出电压限幅值Ucm，表示对最小角的限制，也表示对晶闸管整流输出电压的限制。调节器输出限幅值的计算与整定是系统设计和调试工作中很重要的一环。1.3.1.3 调节器锁零为使调速系统消除静差，并改善系统的动态品质，在系统中引入PI调节器作为矫正环节。由于PI调节器的积分作用，在调速系统停车期间，调节器会因输入干扰信号的作用呈现出较大的输出信号，而使电动机爬行，这在控制上是不允许的，因此对调速系统中具有积分作

14、用的调节器，在没有给出电动机启动指令之前，必须将它的输出“锁”到零电位上，简称为调节器锁零5,6,7。系统中调节器锁零是由零速锁零电路来实现的。并且系统对调节器锁零电路有如下具体要求。（1） 系统处于停车状态时，调节器必须锁零；（2） 系统接到启动指令或正常运行时，调节器锁零立即解除并正常工作。根据上述要求，锁零电路只需两个信号来控制调节器“锁零”与“开放”两个状态。停车时：Un=Ufn=0, 调节器锁零,无输出信号。启动时：Un0，Ufn=0，调节器锁零解除，并处于正常工作状态。稳态运行时：Un=Ufn0，调节器锁零解除，并处于正常工作状态。制动停车时：Un=0, Ufn0，调节器锁零解除，

15、并处于正常工作状态。必须注意，对于可逆调速系统，Un=0, Ufn0时，调节器不能锁零，以保证调节器对其进行制动停车控制。为使锁零电路对不可逆和可逆系统都具有通用性，Un=0, Ufn0时，要求调节器不能锁零。调节器锁零可以采用场效应管来实现，如图1.5所示。图1.5 调节器锁零当Un=Ufn=0时，锁零调节电路使场效应管导通，从而使调节器锁零。1.3.1.4 系统中调节器输入、输出电压极性的确定在转速、电流双闭环调速系统中，要构成转速、电流负反馈闭环，就必须使ASR、ACR的输入信号Un与Ufn,Ui与Ufi的极性相反，怎样确定这些信号的极性呢？在实际组成双闭环调速系统时，要正确的确定上述信

16、号的极性，必须首先考虑晶闸管触发电路的移相特性要求，并决定ACR输出电压Uc的极性，然后根据ACR和ASR输入端的具体接法（是同相输入还是反相输入）确定Ui和Un的极性，最后按照负反馈要求确定Ufi和Ufn的极性。确定各输入、输出信号极性的一般方法如下： 根据晶闸管触发电路的移相特性要求确定其移相控制电压Uc的极性； 根据各调节器输入端的具体接法（习惯上是采用反相输入方式，其输入与输出方式相反）确定调节器给定输入信号的极性； 根据负反馈的要求确定各调节器反馈输入信号的极性。1.3.2 双闭环调速系统的稳态结构及其静特性1.3.2.1 双闭环调速系统的稳态结构图根据图1.4所示的原理图可以很方便

17、的画出图1.6所示双闭环调速系统的稳态结构图8。其中的转速、电流调节器ASR、ACR这两个环节的输入与输出稳态关系无法用放大系数表示，而用带限幅输出的PI调节器的输出特性表示。图1.6 双闭环调速系统的稳态结构图为转速反馈系数；为电流反馈系数1.3.2.2 双闭环调速系统的静特性双闭环调速系统的静特性仍然表示系统转速n与电流Id或转矩Te的稳态关系，即系统达稳态时n=f(Id)或n=f(Te)。分析其静态性能的关键是掌握限幅输出的PI调节器的稳态特征。一般有两种状态：饱和输出达限幅值；不饱和输出未达限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，且不在受输入量变化的影响，除非有反向的输入量使调节器退出饱和

18、；当调节器不饱和时，其比例积分控制作用总是使稳态输入偏差电压U为零。实际上，系统正常运行时，电流调节器不会达到预先设计好的饱和状态，因此，对于静特性来说，只需考虑转速调节器的饱和和不饱和两种情况。（1）转速调节器不饱和这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差都为零。因此，由ASR的输入偏差电压Un=0得 （1.1） （1.2）由ACR的输入偏差电压Ui=0得 （1.3）从而可画出图1.7所示静特性的n0A段。由于ASR不饱和，因此UiUim,由式（1.3）知IdId，这正是静特性的运行段。（2）转速调节器饱和当转速调节器ASR饱和时，ASR输出达限幅值Uim，转速环呈开环状态，转速的变

19、化对系统不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差单闭环系统。稳态时 （1.4）式中，最大电流Idm是由设计者选定的，取决与电动机所允许的最大过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式（1.4）所描述的静特性如图1.7中的AB段。这样的下垂特性只适合于nn0的情况。若nn0，UfnUn,ASR将退出饱和状态。由以上分析可知，双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm时表现为转速无静差；当负载电流达到Idm后表现为电流无静差，使系统获得过电流自动保护。这就是采用两个PI调节器分别形成内、外两个闭环的效果。显然，双闭环调速系统的静特性要比带电流截止负反馈的单闭环调速系统的静特性好。但是，实际上，由于运

20、算放大器的开环放大系数并不是无穷大，特别是为避免零点漂移而采用准PI调节器（即在PI调节器反馈电阻电容电路的两端并接一个阻值为若干M的电阻）时，静特性的两段都略有很小的静差，如图1.7中虚线所示。1.3.2.3 双闭环调速系统的稳态工作点及其稳态参数的计算由于转速、电流调节器均采用PI调节器，可实现转速和电流调节无静差，因此，当系统达稳态，且两个调节器都不饱和时，由图1.7可得各变量之间的稳态关系如下图1.7 双闭环调速系统的静特性图 （1.5）（1.6） （1.7）上述关系表明，在稳态工作点上，转速n由给定电压Un决定，ASR的输出Ui由负载电流IL决定，而控制电压Uc的大小同时由n和Id决

21、定，也就是由Un和IL决定。这些关系反映了PI调节器与P调节器的不同之处在于：P调节器的输出量正比与输入量，而PI调节器的输出量的稳态值与输入无关系，完全由它后面环节的需要决定。鉴于此，双闭环调速系统的稳态参数计算方法完全不同于单闭环有静差系统。稳态时，虽然ASR、ACR的输入偏差电压都为零，但是二者的积分作用使它们都有恒定的输出电压。这时，转速反馈系数为 （1.8）电流反馈系数 （1.9）其中两个给定电压的最大值Unm和Uim由运算放大器允许的最大输入电压决定。1.3.3 双闭环调速系统的动态分析1.3.3.1 双闭环调速系统的动态数学模型912根据双闭环调速系统的原理图1.4，可画出双闭环

22、调速系统的动态结构图如图1.8所示。图1.8 双闭环调速系统的动态结构图Kn转速调节器的比例系数；n转速调节器的超前时间常数1.3.3.2 双闭环调速系统的动态特性一般来说调速系统的动态性能主要指系统对给定输入（阶跃给定）的跟随性能和系统对扰动输入（阶跃扰动）的抗扰性能而言。两者综合在一起就能完整的表征一个调速系统的动态性能或称动态品质。（1） 双闭环调速系统突加给定时的启动过程设置双闭环控制的一个重要目的是要获得接近于理想启动过程，因此有必要首先讨论双闭环调速系统突加给定时的启动过程。当双闭环调速系统突加给定电压Un由静止状态开始启动时，转速和电流随时间变化的波形如图1.9所示。由于在启动过

23、程中，转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三个阶段，因此整个启动过程分为三个阶段，在图中分别标以、。 第阶段（0-t1）：强迫电流上升阶段突加给定电压Un后，通过两个调节器的控制作用，Uc、Ud、UL都迅速上升，当IdIL后,转速n从零开始增长，但由于电动机机电惯性较大，转速n及其反馈信号Ufn增长较慢，转速调节器ASR因输入偏差电压Un=Un-Ufn数值较大而迅速饱和，并输出最大电流给定值Uim，强迫Id电流迅速上升。当Id=Idm时，UfiUim,电流调节器ACR的作用使Id不再增长，第阶段结束1,9。在这一阶段中，ASR由不饱和很快达到饱和，而ACR一般不饱和，以确保电流环的调节作

24、用，这些都是在系统设计时必须考虑和给予保证的。 第阶段（t1-t2）:恒流升速阶段，即电动机保持最大电流作等加速启动的阶段。该阶段从电流上升到Idm开始，直至转速升至给定值n1为止，是启动过程的主要阶段。在这个阶段中，ASR一直处于饱和状态（因Un未改变极性）,转速环相当于开环，其作用是输出最大电流给定值Uim，系统表现为在恒值电流给定Uim作用下的电流调节系统，基本上保持电流Id恒定（电流可能超调，也可能不超调，取决与ACR的结构和参数），因而系统的加速度恒定，转速及反电势线性上升。在电流环实现恒流调节的过程中，反电势E是一个线性渐增的扰动量。为了克服这个扰动量，Uc 和Ud也必须基本上线性

25、增长，才能保持Id恒定。电流环对扰动E的恒流调节过程如下nEIdUfi|Ui|UcUdId转速n不断上升，ACR便不断重复上述恒流调节过程，以维持电流Id恒定，保证转速线性上升。由于ACR是PI调节器，因此要使它的输出量线性增长，就必须使其输入量偏差电压Ui保持为某一恒值，也就是说，Id应略低于Idm。上述情况表明，恒流调节过程一直伴随着对反电势扰动的调节过程，反电势扰动对电流的影响为ACR的积分作用所补偿，为了保证电流环的这种恒流调节作用，在启动过程中，ACR不能饱和。这就要求ACR的积分时间常数和被控对象的时间常数T1要相互配合。同时，晶闸管整流装置的最大电压Udm必须留有余地，即晶闸管装

26、置也不应饱和。这些都是在系统设计应予以考虑和解决的问题。 第阶段（t2-t4）：转速超调进入稳定的阶段，即转速调节阶段。在该阶段开始时，即t2时刻，转速已达给定值n1，ASR的给定电压Un与反馈电压Ufn相等，其输入偏差为零，但其输出却由于积分作用还维持在限幅值Uim上，因此电动机仍在最大电流下继续加速，使转速超调。转速超调以后，nn1，UfnUn，ASR的输入偏差Un由正变负，ASR退出饱和状态，其输出电压Ui立即从限幅值Uim降下来，Id随之迅速减小。但是，在IdIL的一段时间内（即t2-t3）时间内，dn/dt0,电动机在负载阻力下减速，直至系统达稳态。该阶段的特点是ASR、ACR都不饱

27、和，同时起调节作用。但是ASR处于主导地位，它使转速迅速趋于给定值，并使系统稳定；而ACR的作用是使Id尽快的跟随ASR的输出Ui变化，也就是说，电流内环的调节过程是由转速外环支配的，是一个电流随动子系统。（2） 双闭环调速系统的抗扰性能负载扰动和电网电压扰动是双闭环调速系统中的两个主扰动，只要系统能有效的抑制它们所引起的动态转速降（升）和恢复时间，就说明系统具有较强的动态抗扰能力。 抗负载扰动 由图1.8所示的动态结构图可以看出，负载扰动作用在电流环外，转速环内，只能靠转速调节器产生抗扰作用。因此，在突加（减）负载时，必然会引起动态转速降（升）。为了减小动态转速降（升），在设计ASR时，必须

28、要求系统具有较好的抗扰性能。而对ACR的设计来说，则只要电流环具有良好的跟随性能就可以了。 抗电网电压扰动 从静特性上看，在双闭环调速系统中，电网电压扰动被包围在电流环内（如图1.9）它的影响还未波及到转速就被电流环所抑制。因此，在双闭环调速系统中，电网电压波动引起的动态速降（升）要比单闭环系统小得多。图1.9 双闭环调速系统的动态抗扰性能2 直流双闭环调速系统方案确定在直流双闭环调速系统的设计中，电动机、晶闸管触发和整流装置都可按负载的工艺要求来选择和设计，转速和电流反馈系统可以通过稳态参数计算得到。最后剩下的是转速和电流调节器的结构和参数如何确定。其确定的方法有两种：一种是动态校正法，由于

29、该法必须同时解决稳、准、快、抗干扰等各方面相互有矛盾的静、动态性能要求，比较麻烦；因而本设计采用另一种方法，工程设计法。直流调速系统动态参数的工程设计13，包括对某些简单的典型低阶系统进行深入研究，找出适合与给定性能指标的控制规律；确定系统预期的开环传递函数和开环频率特性的形式；选择调节器结构，计算调节器参数。这样将使系统的工程设计过程简便、明确且具有一定的准确性。工程上通常选用以下两种预期典型系统，其开环传递函数分别为：二阶典型系统（典系统）11 三阶典型系统（典系统） 在具体选择时，若以电枢电流超调小，跟随性能好为主，则可选典系统；若以具有较好的抗扰性能为主，则应选典系统。2.1 总体方案

30、直流双闭环调速系统属于多环控制系统。目前都采用由内向外，一环包围一环的系统结构，其系统电路原理图在图1.4所示。每一闭环都设有本环的调节器，构成一个完整的闭环系统。在设计时，先从内环（电流环）开始，根据电流控制要求，确定把电流环校正为哪种典型系统，按照调节对象选择调节器及其参数。设计完电流环后，就把电流环等效成一个小惯性环节，作为转速环的一个组成部分，然后用同样的方法进行转速环的设计。每个环的设计都是把该环校正成典型系统，以便获得预期的性能指标。通常，随动系统的动态指标以跟随性能为主，而调速系统的动态指标以抗扰性能为主。2.2 电流环设计方案2.2.1 电流调节器的工作原理电流调节器也有两个输

31、入信号。一个是速度调节器输出反映偏差大小的主控信号Un，一个是由交流互感器测出的反映主回路电流反馈信号Uif，当突加速度给定一个很大的输入值，其输出整定在最大饱和值上，与此同时电枢电流为最大值，从而电动机在加速过程中始终保持在最大转矩和最大加速度，使起、制动过渡时间最短。如果电网电压发生突变(如降低)时，整流器输出电压也会随之变化(降低)，引起主回路电流变化(减小)，由于快速性好，不经过电动机机械环节的电流反馈环的作用，立即使调节器的输出变化(增大)，则也变化（变小)，最后使整流器输出电压又恢复(增加)致电原来的数值，这就抑制了上回路电流的变化。也就是说，在电网电压变化时，在电动机转速变化之前

32、，电流的变化首先被抑制了。同样，如果机械负载或电枢电流突然发生很大的变化，由于采用了频率响应较好的快速电流负反馈，当整流器直流侧发生类似短路的严重故障时，电流负反馈也及时地把电流故障反馈到电流控制回路中去，以便迅速减小输出电压，从而保护晶闸管和直流电动机不致因电流过大而损坏。2.2.2 电流调节器的作用 对电网电压波动起及时抗扰作用； 启动时保证获得允许的最大电流，实现最佳启动过程； 在转速调节过程中，能使电流跟随其给定电压Ui变化； 依靠ACR的恒流调节作用可获得理想的下垂特性； 当电动机过载甚至堵转时，可限制最大电枢电流，起到快速的安全保护作用，一旦故障消失，系统能自动恢复正常。 电流环的

33、控制对象由电枢回路形成的大惯性环节和晶闸管变流装置，电流检测及其反馈滤波等小惯性群组成，可以根据具体系统的要求，将电流环校正成典系统或典系统。若以电枢电流超调小，跟随性能好为主，则可校正成典系统；若以具有较好的抗绕性能为主，则应校正成典系统。其具体设计步骤为：（1） 对电流环结构图进行简化；（2） 电流调节器结构选择及参数计算；（3） 电流调节器的实现。2.3 转速环设计方案2.3.1 转速调节器的工作原理在主电机上安装一直流测速发电机，发出正比于主电机转速的电压，此电压Unf与给定电压Un*相比较，其偏差Un送到速度调节器ASR中去，如欲调整，可以改变给定电压，例如提高Un*，则有较大Un加

34、到ASR输入端，ASR自动调节GT，使触发脉冲前移(减小)，整流电压Ud提高，电动机转速上升，与此同时，Um也相应增加。当等于或接近给定值时，系统达到平衡，电动机在给定数值下以较高的转速稳定转动。如果电动机负载或交流电压发生变化或其它扰动，则经过速度反馈后，系统能起到自动调节和稳定作用，当电机负载增加时转速下降，平衡状态被破坏，调节器输出电压增加，触发脉冲前移(变小)，Ud提高，电动机转速上升。当其恢复到原来数值时，Unf又等于给定电压，系统又达到平衡状态。如果扰动不是来自负载而是来自交流电网，比如交流电压下降，则系统也会按上述过程进行调节，使电动机转速维持在给定值上运行。同样道理，当电动机负

35、载下降，或交流电压提高时，系统将按与上相反调节，最后能维持电动机近似转速不变。2.3.2 转速调节器的作用 实现转速调节无静差，使转速n跟随给定电压Un变化； 对负载变化起抗扰作用； 能对电流环进行饱和非线性控制，且其输出限幅值决定允许的最大电流。电流环是系统的内环，被包围在转速环内，在设计转速调节器时，可把已设计好的电流环看作是转速调节系统中的一个环节。根据系统的要求，将转速环校正为合适的典型系统，再由调速系统的动态性能指标和采用的参数选择准则对其主要参数选择。并以此为基础对系统超调量进行计算，看是否符合设计需要。3 直流双闭环调速系统设计晶闸管整流装置供电的直流双闭环调速系统，整流装置采用

36、三相桥式电路，基本数据如下：直流电动机 220V,15.6A,1500r/min,2.8kW,Ra=1.5；晶闸管整流装置 Ks=50;时间常数 TL=0.008s,Tm=0.25s;电枢回路总电阻 R=2.5;转速给定的最大电压为 Unm=10V,其对应的转速为 nmax=1200 r/min;转速调节器限幅值 Uim=10V。设计要求：稳态指标 无静差；动态指标 电流超调量 i%5%；空载启动到1200 r/min时的转速超调量n%6%。有关参数的计算。a 电动机的电势常数 (3.1)b 三相桥式晶闸管整流装置的滞后时间 (3.2)c 电流反馈系数 设最大允许电流Idm=1.25IN，则电

37、流反馈系数为 (3.3)d 转速反馈系数 (3.4)e 电流给定和反馈滤波时间常数Toi 一般取13ms，这里取 Toi=2ms=0.002s (3.5)f 转速给定和反馈滤波时间常数Ton 一般取53ms，这里取 Ton=10ms=0.01s (3.6)3.1 电流环的设计电流环的控制对象由电枢回路形成的大惯性环节和晶闸管变流装置1416，电流检测及其反馈滤波等小惯性群组成，可以根据具体系统的要求，将电流环校正成典系统或典系统。若以电枢电流超调小，跟随性能好为主，则可校正成典系统；若以具有较好的抗绕性能为主，则应校正成典系统图3.1 双闭环调速系统的动态结构图3.1.1 电流环结构图的简化图

38、3.1虚线框内就是电流环的结构图。为按典型系统设计电流环，需对其结构图作以下工程近似和等效处理。3.1.1.1 忽略反电势的影响将电流环单独拿出来设计，首先遇到的问题是反电势产生的交叉反馈作用。在实际系统中，由于电磁时间常数TL远小于机电时间常数Tm，电流调节过程比转速的变化过程快得多，因而也比反电势E的变化快得多。因此，反电势对电流环的影响可以看作对恒流调节系统的一种变化缓慢的扰动，在电流调节器的快速调节过程中，可以认为E基本不变，或认为E=0。这样，在进行电流环动态设计时，可暂不考虑反电势变化的影响，而将电势反馈作用忽略不计，以简化电流环结构图，如图3.2（a）所示。可推导其近似条件为 (

39、3.7)3.1.1.2 变换成单位反馈系统利用结构图的等效变换法，将给定滤波器和反馈滤波器两个环节等效地置于环内，使电流环变为单位反馈系统，其结构图如图3.2（b）所示。图3.2 电流环动态结构图及其简化3.1.1.3 小惯性环节的近似处理由图3.2(b)可见，电流调节器的调节对象由三个惯性环节串联而成，其中晶闸管变流装置滞后时间常数Ts和电流反馈滤波时间常数Toi都比电磁时间常数TL小得多，可以当作小惯性环节处理，将二者等效成一个时间常数为 (3.8)的小惯性环节。其近似条件为 (3.9)电流环结构图最终可简化成图3.2(c)3.1.2 电流调节器结构选择及参数计算如前所述，根据对电流环的具

40、体要求不同可以按典系统也可按典系统来设计电流。但是，当控制对象的两个时间常数之比 (3.10)时，应按典系统来计算。由图3.2可知，电流环的控制对象由两个惯性环节组成，若按典系统设计，则应选择PI调节器，其传递函数为 (3.11)式中 Ki电流调节器比例系数； i电流调节器超前时间常数。参数配合为 (3.12)这时电流环的动态结构图便成为图3.3(a)所示典系统的形式，其中电流环的开环放大系数KI：要求i5%时，应按二阶“最佳”系统设计，取 (3.13)相应地，电流环的开环对数幅频特性入图3.3（b）所示。电流调节器的参数包括Ki和i，已选i=TL，Ki的确定取决与所需的ci和动态性能指标。因本设计要求跟随性能好，超调量小，固按二阶“最佳”系统设计电流环，取 或 (3.14)因此 (3.15)得 (3.16)3.1.3 电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器原理图入图3.4所示。图3.3 校正成典系统的电流环图3.4 含给定滤波和反馈滤波的PI型电流调节器首先画出其输入等效电路如图3.5所示，图中A点为虚地点，可以认为它与电容Coi的接地端连在一起。图3.5 含滤波环节的输入等效电路由图3.5可得流入A点的电流ia的拉氏变换表达式为 (3.17)式中 (3.18)为电流滤波时间常数。于是图3.4中虚地点A的电流平衡方程式为