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1、重 庆 理 工 大 学文 献 翻 译二级学院 电子信息与自动化 班 级 学生姓名 学 号 单位功率因数Buck式脉宽调制整流器在中/大功率直流电机驱动中的应用摘要：本文介绍了单级的单位功率因数buck式脉宽调制(PWM)整流器在中-大功率恒直流电机驱动中的应用。该方法的优点是在交流供电电流中谐波失真低(即符合IEEE 519标准和IEC 555),单位功率因数接近在一个运行轴转速大范围内,电枢电流和电压波形接近标准。大量整流器的这些输出电压、电流特性可完全消除任何电流变换甚至对古老的电机设计结构中的失败风险,但进一步会产生电机问题，例如加速电机绝缘老化,以及由于流通的轴承电流导致的机械故障。本
2、文将buck式PWM整流器的这种设计标准和操作特征、特性用于单位功率因数直流电机驱动方面进行了讨论。该方法已经测试了25-65kW 100-150A 10-20kHz的直流电机驱动,并被用于钢铁工厂的各种工艺流程中。关键词：直流电机驱动，电能质量，脉宽调制，整流器一、引言最近几年中，研究人员对原有的洁净新电力转换器拓扑结构提出建议和发展指示了人们对电能质量越来越重视。这些转换器运转接近单位功率因数(功率因数), 向供应注入很低的谐波含量，从而工作在相对较高的转换效率状态。几种有或没有隔离的单位功率因数整流器拓扑结构如buck,boost和buck位oost衍生拓扑结构已经被确定。他们的工作情况
3、被发表在文献1-12。其中,单位功率因数buck式脉宽调制整流器只是其中最常见的拓扑结构之一，详细研究了近十年来的文献2、4-11。除了文献11研究了整流器与直流电机的组合，文献2、4 -6、8-10只做了buck式单位功率因数PWM整流器应用于负极负载的研究。不幸的是,记录这种整流器在实际应用中的使用的刊物相当有限。许多高频率PWM技术,如修改正弦脉宽调制2,空间矢量调制4,三角调制10 技术已经被提出，并实施于单级的三相buck式的PWM整流器中。文献2中给出了buck式PWM整流器修改正弦脉宽调制技术的工作原理和设计标准。文献5中，发布了一种以正弦PWM技术为基础的修改算法，其在稳态时用
4、于一个独立的控制回路以补偿输入电流位移因素和输出电压调节。文献4中介绍了使用空间矢量调制技术发展和实施buck式PWM整流器的PWM技术。文献6和8对单独的buck式PWM整流器进行了研究，在文献6中,对这些类型的整流器实现了零电压转换。在高功率密度中，Buck式PWM整流器为交流直接转换为直流提供了一个良好的解决方案，以满足电力部门实行的严格的功率因数损耗限制和输入线电流谐波失真限制，这些限制取决于各种谐波，如IEEE 519标准和IEC 555等。一个令人关注的应用可能是这种转换器可以升级工作，按照当前的电能质量规则，在直流电机驱动仍工作在工业中时，它可以被控制。这转换器还能提供优越的输出
5、特性,特别是对旧直流电机设计,可化合为一个简单的、便宜的高频输出过滤器。本文论述了三相buck式PWM整流器在中/大功率直流电机驱动中的应用的设计和实现。对相应直流电机驱动的重要特征、设计要求和buck式PWM整流器在恒直流电机应用中的运行特点作了详细讨论。由此产生的直流电机驱动在这个领域取得了成功的业绩。在土耳其 Hatay的Iskenderun钢铁厂,这个升级工作已经应用于各种流程。它使得下线最小化,减少了定期检查、维修工作,并将转换效率增加到了平均2000。二、问题定义 在本文中，三相buck式单位功率PWM整流器已经应用于中功率直流电机驱动调速中，由此产生的新一代一象限(1-Q)和可逆
6、性二象限(2-Q)直流电机驱动已被用于Iskenderun钢铁厂现代化工作范围内的各种进程中,例如烧结工艺及原料装载过程(见附表)。在1998年实现这些现代化工是不可避免的，原因如下: 电力当局实行的新处罚规定的功率因数限制(每月高于0.95低于0.98), 目前国家要求遵守的谐波规则几乎与IEEE 519标准是一样的。 在钢铁制造行业，为了能够竞争市场需要更有效的使用电力。乍一看,变频交流电动机驱动采用鼠笼型感应电动机似乎是解决这个问题的一种可行性办法。然而,同等可行性研究表明,与使用变频式交流传动技术相比，保留目前的他励直流电机,并优化他们的转换器和控制系统是最经济的解决方案，原因如下：
7、当前直流电机都保持在良好的状态,许多零部件都有可利用的存货,并且还有有经验人员进行维护和修理。 对机械零部件进行重要修正和安装都需要更换当前的鼠笼型直流感应电机,尽管12、8和6极感应电机比较昂贵，但为了匹配速度仍需使用。 在涉及驱动恒定负载转矩及严格要求过载承受能力在一个设定的大速度范围内的动态驱动系统中，传统的直流驱动仍然发挥着主导地位。在转盘常常被卡住的烧结带这是非常重要的。 使用频率控制的可变驱动器将进一步需要特殊转换类型的交流电机,或为了去除电机上高绝缘应力需要昂贵的输出过滤系统，从长远来看这种高绝缘应力能加速电机衰老和绝缘失效。为了达到项目的目标,目前的直流电动机驱动升级主要是用单
8、位功率因数buck式PWM整流器取代磁场放大器、Ward Leonard系统,其次是老版本的六脉冲线换向桥转换器(图1)。该选择背后的思考是用单位功率因数buck式PWM整流器替换现代版的半导体闸流管线换向交直流转换器。因为大多数运转期间,这些电机运行速度低于额定值的一半，因此，在电枢电压小于250V（直流）,0.4kV的两线间可用50Hz交流供电。这意味着六脉冲半导体闸流管交直流转换器,如果选择,将运行在一个很高的触发角度,因此将消耗大量的来自供应的无功功率,导致输入功率因数低绝大部分时间小于0.5。图1 单位功率因数buck式PWM整流器在他励直流电机应用的电路原理图此外,它将大量的低频超
9、高谐波如五次、七次、十一次电流谐波整合进入供应。部分直流电机驱动在钢铁厂运行操作时，其无功功率功耗变化通常是快速的,这使得使用昂贵的无功功率补偿和过滤成为必要的解决方案,如有功功率滤波器或动态无功功率发电机以负极分流过滤器的形式进行设计。然而,buck式PWM整流器的固有选择使其运行在宽调速范围内时功率因数接近单位值, 供应的频率且不产生任何低次谐波诸如五、七、十一、十三次。由于所选择的调制技术是正弦脉宽调制,该整流器产生的谐波作为转换频率的旁带及扩充。和当前的半导体技术一起, 硬开关的开关频率在1020kHz这个中等功率范围内可达到100KW。这使得使用高频输入过滤成为必要，它与六脉冲线换向
10、交直流转换器相比，其尺寸相对较小,且有一个固定的配置,因此更可靠,而且更便宜。三、系统描述单位功率因数buck式PWM整流器为他励直流电机的电枢电路提供电力的电路原理图如图1。该框图表示了控制系统，也显示出了速度反馈环。每个电力半导体开关由一个串联有快速恢复二极管的IGBT组成，导致反向电压阻断容量和单向电流流过。高频阻尼LC滤波器连接到整流器的输入侧，过滤掉开关频率线电流中的谐波分量。为了避免由于陡峭的电压波峰加速电机绝缘老化以及由于循环轴承电流引起的机械故障,开关频率谐波被阻尼输出过滤器所过滤出去。在过去的十年里仅对于变频感应电机驱动这个问题都一直被报道 1517 。在本文中,修改后的正弦
11、脉宽调制技术2被选择用来构成切换信号。切换信号是由16位单片机（日立H8S2655) 所产生的一个固定的频率。闭环直流电机的速度控制是由在同一单片机上的比例积分(PI)控制策略数字实施所取得的，该单片机也负责该系统的单位功率因数运作。两额外的单片机(NEC 78P058Y)是用来作为保护、展示和通讯用途的。图22-Q可逆直流电机驱动器运行特性。在Iskenderun钢铁厂，由于抽风机风扇是恒转速机械，在中期烧结过程受烧结线速度的变化控制。因此,在这些驱动器以及直线冷却器中,1-Q直流电机驱动是必要的,导致速度控制只作用在速度转矩平面的第一象限,单向不断领域激发。然而, 普通驱动器的吊杆转向功能
12、需要双向的轴速度。因此,对于这些如2-Q可逆直流电机驱动器的设计要采用单向单位功率因数buck式PWM整流器的电枢侧(图2),及四象限(4-Q)直流转换器的励磁侧(图3)。图3中的4-Q的直流转换器允许励磁电流迅速倒转,并保持不变的预定值以抵抗电源电压波动。图34-Q场励磁器的工作模型四、BUCK式PWM整流器在直流电机驱动中的工作原理A与PWM技术的比较PWM技术已被广泛应用于变频交流电动机驱动的电压型和电流型逆变电路中(分别为VSIs和CSIs)。单位功率因数buck式整流器的控制也是以这种技术在供应电流中低失真为基础的2、411。在本文中,PWM技术比较针对于直流电机驱动应用的需要。这些
13、技术简单可靠,具有很好的瞬态响应、大多数运行期间调制指数低(0-0.5)、输入功率质量高，优化了开关损耗使半导体冷却系统得以实现，并优化了输入和输出过滤器的尺寸，使供应中含有低次谐波的输入滤波器无交互作用。正弦脉宽调制技术(SPWM)自早期的PWM-VSI技术开发以来发现了广泛的应用。虽然调制指数的控制范围相对狭小3、20，但SPWM是一个简单的技术且具有良好的瞬态响应19。与传统SPWM相比，采用一种改进了的SPWM技术能够获得较宽的调制指数控制范围。该技术最初是被发表在2中,而且在3中也能找到。空间矢量PWM(SVPWM)具有较宽的调制指数控制范围、实现简单、良好的瞬态响应,并以较高的开关
14、损耗和声觉干扰为代价获得了超过调制指标范围的最佳谐波失真因素19。为了获得过调制，谐波注入PWM(HIPWM)可以应用将谐波注入参考波形3、20。除了注入的谐波分量成分，输入电流的谐波频谱与SPWM和SVPWM是很相似的3、20。通过应用随机PWM技术可以获得较少的声觉干扰19。它分散开关频率的谐波并将其扩充为整体谱。然而,这导致计算偏高, 与SPWM和SVPWM相比其电流脉动也较高19。为了减少上述连续PWM技术25%-50%的开关损耗,可采用不连续的PWM技术(DPWM)，其较低的开关损耗在是以欠调制区域不可控性为代价的20。虽然DPWM中高频开关的数量减少了,但每个开关仍会产生较高的di
15、/dt和dv/dt,这些是不合需求的，特别是在大功率应用中,可关断晶闸管(GTOs)很普遍而绝缘门极换流晶闸管(IGCTs)新近才被使用。对于这些应用,有选择性的消出谐波的方法(PWM-SHEM)(21)是最合适的。然而，PWM-SHEM具有很差的瞬态响应和高计算量。在电压型转换器应用中，增量调制技术7、10(也称为滞环调制)是很普遍的,但它需要对输入电流进行在线监测；此外，它会导致开关频率甚至高于SPWM和SVPWM。针对上述定性比较,改进的SPWM和SVPWM技术对应用器件的需求能够很大程度的满足。仿真研究表明，改进的SPWM和SVPWM在运转中都能产生令人满意的效果，并控制单位功率因数b
16、uck式整流器与直流电机电机的联合。在buck式整流器的应用中，形成交流输入时这两种技术是非常相似的，唯一的不同是在电力半导体开关模式中。通过考虑了研究者们对SPWM的研究经验，选择实施了改进后的SPWM技术。B工作原理Buck式PWM整流器在直流电机驱动中的工作原理将会解释采用改进的SPWM技术的原因。一个简化后的三相电流型buck式整流器的电路图如图4。图4电流型Buck式整流器开关的切换函数被定义为：且在任何时候必需满足。 图5根据电源电压定义的个时间段 图6在时间段III主和子开关的切换信号图5显示了6个时间段,其由交叉的相电压(，)(或零交叉线电压)所确定。在某个时间段,开关()连接
17、到最大正相，开关()连接到最小负相，此时两组开关被称为“主开关”。被连接到剩余的第三相的开关称为“子开关”。图5中，每个时间段的最大正极和最小负极相电压是正弦波形从30至90或90至30变化的一部分。通过将恒定振幅的三角形载波信号 (图6)与正弦参考电压片段的比较，SPWM技术已被应用于常规方法中。图5中，正弦参考电压片段所处阶段拥有六个相电压片段。图6中，输出直流电压的平均值根据参考电压信号不同的振幅进行调整。整流器的转换频率显然等于载波信号的频率,并且必须是供应频率是六倍。在应用系统中开关频率可调的范围为1020kHz。图6中给出了主开关和子开关在时间段III的开关频率的一个例子。在两个主
18、开关(一个在整流器的较高端“u”上,另一个在较低端“l”上)或一个主开关和一个子开关同时运行的时间段内，交流供电作用于直流电机上将产生能量传送。另一方面,在两个子开关都处于运行时出现自主续流。此外，对转换开关的自主续流，可以外部连接续流二极管(FWD)到转换器的输出端，作为过压保护。这是可允许的,因为在上述应用中，单位功率因数buck式PWM整流器是只运行在第一、第三象限,导致总是输出正极电压。在正常的工作范围内, 半导体传导序列成对，因此为主主、主子、子子。例如从时间段III的起点开始，依次是，直到过零点 ，然后是，直到时间段III的终点。 调制指标被定义为： 其中和分别是参考电压和载波电压
19、信号的振幅。因为在转换期间由于输出感应系数大使输出电流接近恒定值、从而整流器的线电流可以表示为： 其中小写字母表示相关电流的瞬时值，大写字母I表示输出电流，在假定输出感应系数大的情况下，其值等于瞬时电流。 整流器的输出电压可表示为：整流器的输入电流和输出电压就可以表示成式子(5)、(6)：2,5 其中供应相电压的峰值。在式子(6)中，整流器输出电压的平均值是由直接组成的，该平均值可以通过改变来控制，也可以就电源电压波形直接转换开关信号来控制。当转换信号被转移到线电压过零点的角度时,这将因因子而降低2,5,如(7)所给出： 如图4，输入滤波整流器几乎过滤掉所有的由转换引起的电流谐波,同时,在整流
20、器的输入电流里以的角度引入供应相电压的一个相。因此供应线电流就能被表示为：=图4中系统最主要的设计目标之一是在供应端获得单位功率因数。这不仅使得就相电压的相角去转换所有的开关信号成为必要,而且需将旧调制指标调整为。然后,整流器线电流变成如下形式: 这样产生的单位功率因数如式子(10)。=其中是新的调制指数，如（11）：因而输出电压的平均值可以表示为：方程(12)表示这样一个事实:当保持恒定在期望值时，为了使输入功率因数处于单位值,不但要根据相角转换开关信号，而且从式(6)中计算出的调制指标也应该被调整到/cos。假设FWD在输出端,转换开关函数超出30将导致调制指标和整流输出电压呈非线性关系。
21、五、设计和实现A技术规格Buck式PWM整流器的输入和输出设计规格如表I。表I：直流驱动实施的技术规格B硬件图7显示了实施于烧结部的25kW 100A 10-20kHz直流电机驱动的前视板和内景。图7基于buck式PWM整流器的25kW 100A直流电机驱动的实现(a)前视图(b)内部1)电路布局:为了尽量减少由于连接引起的漏电感，对电源电路的布局做了精心设计。这避免了电路中由于高di/dt产生的过压危险。定制的汇流排用于连接电源开关和输入/输出过滤器(图7(b)。2)功率半导体:在主电路使用了第三代IGBT。在为了避免被过压击穿的情况下，选择快速软恢复二极管,他们的关断时间低于或等于IGBT
22、。IGBT和各系列二极管都受控于电源线电压峰值和整流器输出电流的携带峰值。所有的功率半导体的额定值被选择为它们安全系数的两倍。3)输入过滤器:由半导体开关引起的整流输入电流谐波被低通LC滤波器滤除，调谐到1 kHz(近开关频率的十分之一)。文献13中介绍到,它被设计成一个阻尼LC滤波器(图1),目的是消除谐振危险，该谐振可能会引起供应侧少许谐波分量与转角频率的重合。在这个阻尼低通滤波器中，电容值的最大化、电感值的最小化将会更好的过滤掉开关频率。然而,高的滤波电容意味着对单位功率因数的操作，产生更多的通过延迟转换信号去补偿电容式无功功率。由于FWD当前在整流器的输出端目的是起保护作用,开关信号的
23、最大延迟角被限制在30。这将限制输入功率因数的工作范围能够保持为单位值。但是,作为一个设计项目,打算从满负荷的100%到10%保持功率因数接近单位值。因此,当选择电容值时,提高供应电流中的谐波失真必须兼顾对能使功率因数保持在单位值的有效工作范围的缩小。最优滤波参数如下：在这些应用中以及。典型的电容和电感电流波形如图8。 图8输入滤波器电流波形 Ch.3:电容器的电流(10mV/A)Ch.4:电感电流(10mV/A)4)输出过滤器：为了过滤掉输出电压中的开关谐波频率(1020kHz),阻尼二阶滤波器被连接到整流器的输出端，因此，穿过电枢终端。这些高频谐波电压分量引起电枢绝缘应力和通过轴承时由于高
24、dv/dt引起感应电流。输出滤波器被调谐到1.5kHz，以获得一个衰减的将近其10%的转换频率脉动电压。一种无定形的金属芯(1密耳金属玻璃)被选为输入和输出滤波器的电感来减少功耗及芯片体积。考虑到标准芯片的尺寸和成本，输出滤波器的电感值被选择为，该值已足使输出电流接近标准水平，并取相应的电容值。图9显示了输出滤波器电感的典型电压和电流波形。图9输出过滤器电感电压和电流波形 ch2:电压 ch4:电流 (a) 时基：2 ms/div. (b) 时基：100us.5)冷却系统:每个系统被放置在IP55的橱柜以关闭内部空气流通，该橱柜内配置有一个安装在顶部的工业空调如图7(a)。由于这个橱柜里的大部
25、分耗散元素都是半导体,他们被安装在散热器的冷却扇上。这种散热器被安装在经由密封配件的橱柜后表面，功率半导体器件留在橱柜内,而散热片和冷却扇仍在外面。C控制器的实现对系统的控制、保护和监控任务都是由微控制器数字执行的。控制器的硬件电路原理图如图10。微控制器最有用的必要是嵌入式外围设备(模数转换器、PWM模块、通讯块等）的高抗噪首选。PWM操作是由一个16位单片机（日立H8S2655)执行的。通过8位单片机(NEC78P058Y)对控制系统与用户界面进行监控和监督。其中一个被设计成整个系统的主控制器，包括过程控制。当整个启动条件都满足了，主控制器启动16位单片机使PWM运行。除了供应电压各种信号
26、都被采用霍尔设备。所有的模拟信号(如图10)都通过单片机中嵌入的10位A/D转换器转换成数字形式。有功功率、无功功率、功率因数角都是通过单片机使用线电压和剩余的线电流计算的。图10控制器硬件PWM操作系统的方框图如图11。因为切换策略要求两种不同的PWM模式及他们在每个时间段的转换如图5,所以两个PWM通道已足够。其中一个是比较三角形载波与参考正弦波从30变化到90的,而另外一个是比较两波形从90变化到30的。查询表中记录的是正弦波从30变化到90。为了维持期望的计算精度在转换时间从100us变化到50us的可能范围内,记录PWM运行的工作周期在每30us更新一次。载波频率可以被调整到1020
27、kHz，具体由负荷和气候条件的实际约束而定。这些PWM模式P1和P2以及它们的相反端和借助单位开关选择器管理开关,如图10。在图10中，3位数字信号S0 S1 S2定义了图5中六个时间段中的一段和真值表。单位开关选择器的真值表见附表II。单位开关选择器的硬件被设计成一个组合逻辑电路，在每个时间段，它通过S0 S1 S2信号的选择决定主开关和子开关搭配对PWM模式P1,P2及它们的相反端和的接收。在运行期间，一旦探测出新的过零线电压,PWM模式立马按照真值表中所给的序列指向下一个开关组。为了保护驱动和负荷，可以通过系统监控和控制部件以及单片机本身关闭单位开关选择器。图11控制系统框图表II：开关
28、选择器真值表图12显示了主程序的流程图,该程序负责系统的运行。主要子程序的流程图也包括在该图内。在整个控制系统中有两种不同的PI控制器:速度和电流PI控制器。速度PI控制器通过轴转速信号与参考速度的比较产生电枢电流的设定值。轴转速信号可以直接从测速发电机得到或使用电枢电阻压降补偿技术计算出。电流控制器通过比较实际电枢电流信号与速度控制器产生的参考信号生成调制指数。根据式子(11)考虑到整流器供应侧的功率因数，需要对这种方法计算出的调制指数进行修正。功率因数单位值偏差通过转换整个开关模式和开关瞬间选择来补偿。由于FWD的存在，两个方向的移相角都被限制在30。PI式速度和电流控制器是由软件内的离散
29、时间实现的。电流PI控制器每250us进行输出更新以改变调制指标，它比直流电机的电气时间常数短得多。为了能灵活的调整参数、速度控制器应在可调时进行输出更新。由于速度控制器并不需要同电流控制器一样快,因而其最低更新时间被选为1.66us。图12直流驱动的流程图六、实验结果基于直流电机驱动的16位单位功率因数buck式PWM整流器自中期2000年以来已被成功运行在工厂内。 测试结果是从25kW1Q直流电机驱动运行在烧结区获得的，将呈现在本文中。在直流电机驱动运行在接近半载荷、开关频率为9.6kHz时的供应电流和相应相电压波形如图13。图14显示了输入功率因数对负载的变化。对所有已安装的直流电机驱动
30、收集的实验结果显示了在功率因数超过满载到部分负载的工作范围时，输入功率因数几乎可以维持为常数。轻负荷（根据驱动规模低于满载10%-20%的负荷)时，在主要的功率因数范围内输入功率因数偏离了单位功率因数。这是一个预期的结果,因为最大可用于转换信号的30相移产生于FWD的外部连接操作。 图13 Ch.4:电源电流(10mV/A)和Ch.2:相电压图14载荷时输入功率因数的变化图15同时记录了对整流器输入电流之前和之后过滤的采样，图16显示了它们的谐波谱，从图16(a)中容易看出开关频率(9.6千赫)的旁带谐波及其谐波倍数。这些谐波能被成功过滤掉可以从图16(b)的谐波谱中理解。图15PWM整流器在
31、Ch.3:之前(16mV/A)在Ch.4:之后(10mV/A)过滤的输入电流 图16电源电流的谐波谱 (a)输入过滤之前 (b)输入过滤之后图17显示了整流器的输出电压、电枢电流和应用于相同操作和转换条件下的电枢电压波形。经过过滤,电枢电流和应用电压波形接近标准。对于老式电机设计,如果电机由线换向交直流转换器供电,比如一个6脉冲晶闸管整流器,第六次电压谐波和谐波倍数将驱动它们自己的电流谐波分量流过电枢绕组,在换向器上造成严重的电流变换故障问题,特别是在满载情况下高速运行时18，这将被阻塞在转换器输出端的充分大的直流电所消除。另一方面,应用电机电压上的高dv/dt和瞬时峰值会导致在电枢上产生很高
32、的绝缘应力,长期下来会致使电机加速老化和绝缘失效。此外,运行在电机和变换器之间的长电缆会使上述情况进步恶化1617。图18显示应用电机电压脉冲的上升沿,即使是短的电机电缆线路(50m)，随后都会把输出过滤器从处于磁场中的电路中断开。值得注意的是,即使50米的电缆线路,瞬时峰值电压为750V(比正常值550V高50%)，dv/dt为3.5kV/us。对于较长的电缆线路(250m),其峰值电压可达1.2kV。图17PWM整流器的输出特性Ch.2:整流输出电压Ch.3:电枢终端电压(250v/div)Ch.4:电枢电流(10mV/A)图18应用电机电压脉动的上升沿七、结论基于单位功率因数buck式P
33、WM整流器的直流电机驱动的实验经验显示了该系统具有高于高成本的晶闸管线换向直流电机驱动的工作特性,并提供标准供应电压水平和标准直流电机电压等级形成良好的匹配,如此就无需特别的整流变压器。更高的初期购置成本被大大抵消，因为无需外部连接可变无功功率补偿和尺寸相对较大的谐波滤波器,特别是在严格要求谐波和功率因数限制的国家都采用该方法。此外,通过使用buck式PWM整流器联合一个简单的、廉价的高频输出过滤器,输出电流和电压几乎可以接近似标准波形。为了防止风险这对直流电机设计是极为重要的，这些风险包括电机在欠载下高速运行时变换失败、高dv/dt导致的绝缘失败、轴承电流导致的机械故障。单位功率因数buck
34、式PWM整流器在直流电机应用中的使用提出了一些新的方法例如4-Q操作的可能性,输入电流的低谐波失真等，超过了使用其它已知的转换器拓扑结构。同目前的IGBT技术一起,近500kW单位，似乎可以投入实施。参考文献：1 R. Ridley, S. Kern, and B. Fuld, “Analysis and design of a wide input range power factor correction circuit for three-phase applications,” in Proc. IEEE APEC93, 1993, pp. 299305.2 L. Malesani a
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