家用电器稳压电源--PWM部分设计.doc

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1、目 录1 前言12 方案论证23 设计要求24 系统总体框图25 硬件电路的设计35.1 变换电路35.2 EPWM控制电路55.2.1 电压整流检测电路95.2.2 对电压波动进行正负补偿的控制电路路115.2.3 三角波发生器电路125.2.4 状态切换触发电路125.2.5 稳压补偿过程156 总结16谢词16参考文献17附录1181 前言随着高新技术的发展，越来越多的高精密负载对输入电源，特别是对交流输入电源的稳压精度要求越来越高。但是，由于电力供求矛盾的存在，市电电网电压的波动较大，不能满足高精密负载的要求，需要在市电电网与负载之间增设一台高稳压精度的宽稳压范围的交流稳压电源。电源技

2、术尤其是数控电源技术是一门实践性很强的工程技术，服务于各行各业。电力电子技术是电能的最佳应用技术之一。当今电源技术融合了电气、电子、系统集成、控制理论、材料等诸多学科领域。随着计算机和通讯技术发展而来的现代信息技术革命，给电力电子技术提供了广阔的发展前景，同时也给电源提出了更高的要求。随着数控电源在电子装置中的普遍使用，普通电源在工作时产生的误差，会影响整个系统的精确度。电源在使用时会造成很多不良后果，世界各国纷纷对电源产品提出了不同要求并制定了一系列的产品精度标准。只有满足产品标准，才能够进入市场。随着经济全球化的发展，满足国际标准的产品才能获得进出的通行证。数控电源是从80年代才真正的发展

3、起来的，期间系统的电力电子理论开始建立。这些理论为其后来的发展提供了一个良好的基础。在以后的一段时间里，数控电源技术有了长足的发展。但其产品存在数控程度达不到要求、分辨率不高、功率密度比较低、可靠性较差的缺点。因此数控电源主要的发展方向，是针对上述缺点不断加以改善。单片机技术及电压转换模块的出现为精确数控电源的发展提供了有利的条件。新的变换技术和控制理论的不断发展，各种类型专用集成电路、数字信号处理器件的研制应用，到90年代，己出现了数控精度达到0.05V的数控电源，功率密度达到每立方英寸50W的数控电源。从组成上，数控电源可分成器件、主电路与控制等三部分。目前在电力电子器件方面，几乎都为旋纽

4、开关调节电压，调节精度不高，而且经常跳变，使用麻烦1。随着数控电源技术的发展，PWM脉宽调制技术已成为稳压电源的一个热点。脉宽调制(PWM:(Pulse Width Modulation)是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。本文正是一种利用等脉冲宽度调制（EPWM）技术配合高速电子开关、高频电子变压器和LC滤波器实现交流开关式稳压电源的。2 方案论证方案一：感应式交流稳压器。是将铁磁谐振变压器固定不变的次级谐振回路改成其谐振功率可根据不同负载情况自动进行调整的结构，即次级谐振回路中的谐振电容中，至少有一个谐振电容

5、通过切换开关自动切换与输出主绕组 靠改变变压器次、初级电压的相位差，使输出交流电压稳定。方案二：晶闸管交流稳压器。用晶闸管作功率调整元件。稳定度高、反应快且无噪声。但对通信设备和电子设备造成干扰。方案三：多补偿变压器式交流稳压电源。所谓多补偿变压器式交流稳压电源，就是用多个（一般是24个）补偿变压器，将其次级串入主电路中，通过由双向晶闸管或固态继电器组成的“多全桥”变换电路，采用有选择的切换或通过切换串入补偿变压器的个数进行有级补偿，来达到稳压目的。方案四：对方案三取其优点、避其缺点，提出了用等脉宽调制（EPWMequalpulsewidthmodulation）高频斩波器进行补偿的交流稳压电

6、源以供参考。它是对曾经研制和发表过的“PWM斩波器式交流稳压电源”的一种改进变形电路2，比原电路更简单，也更合理一些。通过对以上几种方案的比较，我们选择方案四，采用等脉宽调制高频斩波器进行补偿的交流稳压电源。3 设计要求（1）整流滤波电路的设计；（2）P F C电路的设计；（3）变换电路的设计；（4）PWM控制电路设计；（5）辅助电源的设计；4 系统总体框图整 流滤 波P F C校正电路变 换电 路输 出 滤 波辅 助 电 源PWM控 制 电 路市 电220V本系统采用一种利用等脉冲宽度调制（EPWM）技术配合高速电子开关、高频电子变压器和LC滤波器实现交流开关式稳压电源的实现思路。市电电压经

7、整流滤波变为较为平滑的310V直流电压由PFC高功率因数校正电路校正为功率因数较高的直流后输入变换电路。变换电路是由EPWM斩波式脉冲调制控制电路来进行控制的，同时EPWM控制电路还要进行电压补偿已达到稳压的目的。系统整体框图如图1所示。图1 交流稳压总体框图5 硬件电路的设计本交流稳压电源是一种利用等脉冲宽度调制（EPWM）技术配合高速电子开关、高频电子变压器和LC滤波器实现交流开关式稳压电源的实现思路。市电电压经整流和滤波电路产生一组非稳定的直流电压，提供给高速电子开关以实现能量交换。从市电直接取得交流电压，首先经过D1D4桥式整流，C9、R23和C10、R24组成的RC滤波后再次经过C1

8、1滤波，最后获得平滑的输出直流电压。该直流电压经PFC功率因数校正电路获得较高的功率因数后送往后续电路。PFC电路的供电电源采用+15V的辅助电源供电，同时该辅助电源也对PWM控制电路供电。由于该交流稳压电源设计是和同学两人一起做，本人负责交换电路、输出滤波和PWM控制电路，所以前面的整流滤波电路、PFC校正电路、辅助电源和显示电路不多做累述。下面将详细介绍交换电路、输出滤波和EPWM控制电路。5.1 变换电路变换电路3是将从PFC输出的高功率因数的平滑直流电压变为波形为方波的交流电。变换电路是由EPWM桥式斩波器S1S4及其输出变压器Tr、直流整流电源D1D4和输出交流滤波器Lf、Cf组成。

9、桥式斩波器是串联在PFC校正电路和负载之间的，以便对变换后的电压波动进行正、负补偿。电路如图2所示： 图2 变换电路桥式斩波器输出电压中的谐波，由滤波器Lf、Cf来滤除。由谐波幅值(Um/k)sinkD可以算出，当载波三角波频率fc=10kHz，N=200，D=0.10.9时，基波与各次谐波的幅值如表1所列。基波和各次谐波与调制比亦即占空比D的关系曲线如图3所示。可知EPWM正弦斩波电压的谐波频率与载波比N成正比，N越大谐波频率越高，所需的滤波器LF、CF的参数值也越小。所以，根据表1及图3可以计算LF及CF的值。桥式斩波器所需的直流电源，由取自PFC校正电路输出端的电源Ui，通过整流器D1D

10、4来供给。这里应该指出的是，EPWM桥式斩波器S1S4并不是工作在逆变器状态，而是工作在桥式斩波器状态。这是由它的EPWM工作方式、直流电源电压波形和直流电容Cd值的大小及其功能来区分的4。表1 基波与各次谐波的幅值（fc=10kHz，N=200）b1/Um0.10.20.30.4.50.60.70.80.9b199/Um-0.0984-0.1871-0.2575-0.3027-0.3183-0.3027-0.2575-0.1871-0.0984b201/Um-0.0984-0.1871-0.2575-0.3027-0.3183-0.3027-0.2575-0.1871-0.0984b399/

11、Um-0.0935-0.1514-0.1514-0.093500.09350.15140.15140.0935b401/Um-0.0935-0.1514-0.1514-0.093500.09350.15140.15140.0935b599/Um-0.0858-0.1009-0.03280.06240.10610.0624-0.0328-0.1009-0.0858b601/Um-0.0858-0.1009-0.03280.06240.10610.0624-0.0328-0.1009-0.0858b799/Um-0.0757-0.04680.04680.07570-0.0757-0.04680.0

12、4680.0757b801/Um-0.0757-0.04680.04680.07570-0.0757-0.04680.04680.0757图3谐波分量与占空比D的关系曲线桥式斩波器的直流电压，不是通过电容Cd把整流电压滤波成恒定的平滑直流电压，而是仍然为单相桥式整流电压的波形。直流电容Cd不再具有直流滤波功能，而只是为了创造一个续流通路而设置的。对于感性负载，在一个斩波开关周期内续流的能量是很小的（由于斩波频率较高），所以Cd的值也很小，Cd的充放电速度很快，不会影响整流电压的上升或下降速度，使Cd上的电压与不滤波的整流电压波形相同。也就是说，由于电容Cd的值很小，它只允许续流电流通过，不再具

13、有直流滤波功能，因此对整流波形不产生影响。这就说明桥式斩波器是工作在EPWM斩波状态，而不是工作在逆变状态。N沟道增强型场效应管的栅极控制脉冲是由PWM控制电路产生并进行控制的。当PWM控制电路产生的正交三角波的下降沿时S1和S4导通，上升沿时S2和S3导通。输出电压Uef为方波交流电压。二极管D1D4为场效应管S1S4漏极和源极提供合适的电压压降。5.2 EPWM控制电路斩波式交流稳压电源的控制电路，是由输入电压整流检测电路、比较电路、EPWM电路和桥式斩波器开关S1S4工作状态的切换和触发电路组成。在电压整流检测电路中，加入对滤波电感LF上的电压检测，是为了减小滤波电感LF的电抗对稳压精度

14、的影响。EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出来的5。其原理是采用用直流形式表示的误差电压U与三角波电压uc进行比较如图4(c)所示，在直流误差电压U大于三角波电压的部分产生出等脉宽调制脉冲，如图4(d)所示。用图4(d)的等脉宽调制脉冲去触发桥式斩波器中相应的开关管S1S4，就可以在桥式斩波器的两桥臂中点E和F之间产生出EPWM正弦斩波电压波形，如图4(e)所示。经过滤波器LF、CF滤波后，就可以在变压器Tr初级得到正弦补偿电压Uef1，如图3(f)所示。Uef1在Tr次级产生补偿电压Uco。当对市电电压进行正补偿时，补偿电压Uco与市电电压相位相同；当对

15、市电电压进行负补偿时，补偿电压Uco与市电电压相位相反。图4是针对正补偿情况画出来的，对负补偿也可以画出相应的波形图。交流稳压电路的EPWM，与正弦斩波电压的生成如图4所示。其中图4(a)为整流器VD1VD4的交流输入电压波形，图4(b)为直流电容Cd上的电压波形，图4(c)为EPWM，图4(d)为EPWM产生的桥式斩波器中开关管V1V4的触发脉冲波形，图4(e)即为EPWM正弦斩波电压波形，图4(f)为Tr初级补偿电压波形。图4 EPWM斩波式交流稳压电源的工作波形图EPWM斩波器式交流稳压电源控制电路工作原理:当市电电压波动时，通过对PFC输入电压Us及滤波电感LF上电压的整流检测电路，得

16、到电压信号Usl，将Usl与基准参考电压Ur进行比较，得到误差电压U。当UslUr时（市电电压上波动）得动U，U使EPWM调制器中的比较器U2不能工作，只能使比较器U1工作，U通过与三角波uc在U1中进行比较，在U大于三角波的部分产生出EPWM脉冲信号，此信号通过“状态切换触发电路”对桥式斩波器中的开关管V1V4进行控制，在其输出变压器Tr次级产生负补偿电压uco，使负载电压UL=USUco=Ur；当US,LUr时须进行负补偿，使UsUco=UL=Ur；当UsUr时须进行正补偿，使UsUco=UL=Ur，所以 (1) 正补偿时取正号，负补偿时取负号。假定补偿变压器Tr的变比为：1，桥式斩波器的

17、输出电压基波为则 (2)将式（2）代入式（1）得 (3)桥式斩波器的基波输出电压 (4)将式（4）代入式（3）得 或 正补偿时取正号，负补偿时取负号。当占空比D=1时，最大正、负补偿电压由式（2）得因为此时当市电电压的波动范围为15时，最大补偿电压由于补偿变压器Tr初次级匝比为而补偿变压器次级电流，即市电输入电流式中：P为市电输入功率。补偿变压器初级电流，即桥式斩波器输出电流即桥式斩波器的斩波开关管的额定电流，只有市电输入电流IS的1/。因而补偿功率当US=UL时，D=0，补偿功率Pco,min=0；当Us,min=(10.15)UL=0.85UL时，D=1，则补偿功率Pco,max可以根据P

18、comax来选择补偿变压器Tr的容量。5.2.1 电压整流检测电路 电压的检测电路，由两个相同的变压器Tr2、Tr3及二极管VD9VD12，Cd2组成，如图5所示。图5 电压整流检测电路电压检测的采样点取法，对稳压精度影响很大。如果采样点取自输入端，检测市电输入电压，对补偿电压的稳定性是有利的，但不能补偿因变压器Tr1次级漏抗及滤波电感LF电抗引起的电压降，补偿精度差；如果采样点取自输出端，检测输出负载电压，这样可以对Tr1次级漏抗及LF电抗引起的电压降进行补偿，但补偿后由于UL=Ur就不能继续保持Tr1次级补偿电压uco的存在，出现补偿不稳定现象；如果像多个补偿变压器无触点补偿式交流稳压电源

19、那样，采样点取自输入端与输出端，对市电输入电压与负载电压同时检测，然后将它们相加并除以2，即(Us+UL)/2，当IS0时，如果令Tr1次级漏抗XT与LF电抗XL之和XTXL=X，则USXIS=UL，所以(Us+UL)/2=(Us+Us+XIs)/2=US(XIs)/2。由此可知这种检测法虽然可以对因X而造成的电压降进行补偿，也不会出现补偿不稳定现象，但只能补偿一半的XIS，还有一半XIS不能进行补偿。比较好的检测法是采样点取自输入端，检测市电输入电压US及检测X上的电压降XIS，用USXIS作为检测到的电压。这样，既能保证补偿电压的稳定性，也能使补偿的精度提高。图3所示的单相稳压电路，就是采

20、用了这种电压检测电路。 串联补偿变压器的次级漏电抗XT，一般为Tr1容量的（35）。而Tr1的容量与市电电压的波动范围有关，当市电电压波动范围为15时，Tr1的容量仅为稳压电源标称容量的17.6。所以，补偿变压器Tr1折算到负载额定电压Ur的次级漏抗压降标么值为XTIS=(0.030.05)0.176=0.005280.0088XTIS的值很小，可以认为XTIS0，此时只需对LF电抗XL引起的电压降进行补偿就可以了。在图4中，变压器Tr2检测的是市电输入电压US，变压器Tr3检测的是LF上的电压降，用Tr2及Tr3的次级电压相减后再进行整流，就可以得到反映USXLIS数值的直流电压USL。5.

21、2.2 对电压波动进行正负补偿的控制电路 对电压波动进行正、负补偿的控制电路，由图6中比较器U1、U2，比例放大器PI1、PI2，及EPWM比较器U3、U4，和基准电压给定电路R3R5组成。它分成上下两个支路，上支路由U1、PI1、U3组成，用于对市电电压的负波动进行正补偿控制；下支路由U2、PI2、U4组成，用于对市电电压的正波动进行负补偿控制。与此相应基准电压给定电路也给出了两个基准电压给定值Ur1及Ur2。Ur1对应于市电电压的218V；Ur2对应于市电电压的222V。当市电电压US222V时下支路工作，上支路不工作，USL与Ur2在U2中进行比较，产生出正误差电压U，U经过PI2放大后

22、与三角波uc在U4中进行比较，产生出使桥式斩波器对市电电压进行负补偿的控制。基准电压给定电路给出两个基准电压（Ur1=218V与Ur2=222V）的目的，是为了当市电电压US在218V222V之间时不使稳压电源工作，以避免市电电压US在（2202）V区间内稳压电源产生正负补偿振荡，使输出电压不稳定，这一点在图1中没有表明。这里需要指出的一点是，图6中运放PI1和PI2的放大倍数，与补偿变压器Tr1的初次级变比1：1、检测变压器Tr2、Tr3（两个变压器完全相同）的初次级变比2：1、三角波的电压幅值Ucm及市电电压的幅值Um有关。PI1及PI2的放大倍数当Tr1、Tr2、Tr3的变化相同时5.2

23、.3 三角波发生器电路三角波发生器电路由一个方波电压发生器（U7）和一个积分器（U8）组成，如图7中U7及U8所示，这种电路在UPS中是常用的6对于EPWM正弦斩波电压波形，为了使此波形具有半波奇对称，和四分之一波偶对称，以消除其傅里叶级数中的余弦项和正弦项中的偶次谐波，使载波比N=fc/f=4k，即三角波频率fc为市电频率f的4整数倍。调制比M=t/T=U/Ucm，t为脉冲宽度，T=1/fc为三角波周期、Ucm为三角波幅值，如图4（e）所示。可知，M=t/T就是EPWM正弦斩波电压波形的占空比D，即M=t/T=D。载波三角波的方程式为 图7 三角波发生器电路三角波频率与方波电压发生器的频率相

24、同，当方波电压发生器中的电阻R8=0.86R9时，三角波频率fc1/（1/2R10C2）5.2.4 状态切换触发电路状态切换与触发电路如图8电路所示。它是由脉冲变压器Tr4、Tr5、Tr6、Tr7及其下面的两个三极管组成的。图中U9、U10是将PFC输出电压变换成与其相对应的正、负半周方波电压。U9得到与Us正半周相对应的方波电压，U10得到与Us负半周相对应的方波电压。当调制电平为U时，可求出触发脉冲起始点ti和终止点ti1的方程式7： 则脉冲宽度为：各触发脉冲的起始角和终止角的数值为：由图4(e)可以看出，EPWM正弦斩波电压波形是镜对称和原点对称，因此，在它的傅里叶级数中将不包含余弦项和

25、正弦项中的偶次谐波，只包含正弦项中的奇次谐波，即 n为奇数式中 对于基波，n=1。由于被EPWM斩波的波形是正弦波，即f(t)=Umsint，所以对于谐波，则对于谐波，则 当时，所以EPWM正弦斩波电压的傅里叶级数表示式为考虑到Tr的变比:1，补偿电压Uco表示式为用LFCF滤除高次谐波后得到补偿电压为状态切换触发电路的切换采用的是三极管与门的工作原理，如图7所示。触发电路采用的是脉冲变压器输出形式，当然也可以采用光耦的输出形式。切换电路有两组输入信号，每组两个输入信号，即正补偿与负补偿，正半周方波与负半周方波。因此，应有4组触发电路，即由Tr4、V1、V2组成的正补偿正半周触发电路；由Tr6

26、、V5、V6组成的正补偿负半周触发电路；由Tr7、V7、V8组成的负补偿正半周触发电路和由Tr5、V3、V4组成的负补偿负半触发电路。每一种触发电路，只有当脉冲变压器下面的二个三极管同时导通时才能输出触发脉冲。脉冲变压器下面的两个三极管，其中一个受正负补偿信号的控制，另一个受正负半周方波电压的控制。因此，四种触发电路对应于市电电压的每半个周期中，只有一种触发电路输出触发脉冲，其它3种触发电路不工作。由于正负方波电压的加入，4种触发电路之间每半个周期转换一次，而且转换是在市电电压过零时进行。因此，触发电路的切换不会对输出产生冲击。图8 状态切换触发电路 5.2.5 稳压补偿过程空载时假定USUr

27、时，则负补偿控制电路工作，并使V4、V8导通。在市电电压正半周，U9使V1、V7导通。由于V7、V8导通，Tr7输出触发脉冲，使斩波桥中S2、S3导通。在市电电压负半周，U10使V3、V5导通，由于V3、V4导通，Tr6输出触发脉冲，使斩波桥中S1、S4导通，对市电电压进行负补偿。补偿电压Uco的大小，与Ur1USL=U的大小成比例。如果此时加载，IS0，则Tr2检测的电压降XIS使US增大，因而U减小，补偿电压Uco也相继减小，以达到USUco=UL=Ur的补偿目的。对市电电压的正、负补偿，是通过状态切换触发电路，切换桥式斩波器中开关管V1V4的工作顺序来实现的。如果对应于市电的正半周让S1

28、及S4导通，对应于市电的负半周让S2及S3导通，是对市电电压进行正补偿。对应于市电正半周让S2及S3导通，对应于市电负半周S1及S4导通，就是对市电电压进行负补偿。6 总结此毕业设计的宗旨就是如何将比较容易实现的开关式电源方案引用到交流电源稳定的场合此毕业设计论文阐述一种利用等脉冲宽度调制（EPWM）技术配合高速电子开关、高频电子变压器和LC滤波器实现交流开关式稳压电源的实现思路并组装出样机予以测试。与传统的可控硅调角式交流稳压电源相比，具有效率高、体积小、非线性失真度低、输出电压和电流稳定等特点。本文先从交流开关稳压电源的实现机理逐步展开，涉及到可控正弦波产生器、三角波发生器、比较器、脉冲宽

29、度调制（EPWM）器、高速电子开关、高频电压变换器以及微处理器及其周边元部件等，都给与较为详尽的阐述。接着对组装、调试、检测等也有相应的介绍，最后给出了按设计要求所测试的结论。谢词几个月的时间匆匆而过，毕业设计即将结束。在这即将离开学校的时刻，不禁让我想起了这五年来学校对我的照顾和关怀。在这里我首先要感谢母校学院机电学院！感谢河南科技学院机电学院为我提供一个学习深造的机会。感谢机电学院曾经给予我关怀、教育和培养的各位老师，感谢同学们对我的帮助与鼓励。在论文即将完成之际，我要衷心感谢我的指导教师，本设计自始至终都是在的悉心指导下完成的。从论文的选题、方案论证、开题、研究工作的开展、关键问题的解决

30、、论文的撰写乃至修改，每一环节都凝聚着恩师的心血。严谨的教学态度、渊博的知识、对学生诲人不倦的指导与帮助，不仅使我顺利的完成了毕业设计，也使我们具备了从事科研工作的一些基本技能，为以后的工作奠定了坚实的基础，令我受益匪浅。最关键的是恩师张伟教会了我分析和解决问题的方法， 进一步提高了我在学习、研究和解决问题上的能力，是难得的良师益友。同时感谢我的同学以及我的室友。在整个设计过程中，他们也为我提供了不少帮助，帮我解决了很多困难，使我的论文得以顺利完成。在大学生活中机电学院的所有同学都曾给以我帮助和关怀，在此一并谢过！所援引的著作，论文作者在此一并致以感谢！参考文献 1王增福等新编常用稳压电源电路

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