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1、CMOS模拟集成电路分析与设计,教材及参考书,教材： 吴建辉编著：“CMOS模拟集成电路分析与设计”(第二版)，电子工业出版社。 参考书： Razavi B: Design of analog CMOS integrated circuits Allen P E: CMOS Analog Circuit Design R.Jacob Baker: CMOS Mixed-Signal Circuit Design,引言,模拟电路与模拟集成电路 Why CMOS？ 先进工艺下模拟集成电路的挑战？,半导体材料(衬底)有源器件特性,第一讲,基本MOS器件物理,本章主要内容,本章是CMOS模拟集成电路设
2、计的基础，主要内容为： 1、有源器件： 主要从MOS晶体管的基本结构出发，分析其阈值电压及基本特性（输入输出特性、转移特性等）； 介绍MOS管的寄生电容； 讲解MOS管的主要的二次效应，进而得出其低频小信号等效模型和高频小信号等效模型； 介绍有源电阻的结构与特点。 2、无源器件： 模拟集成电路中常用的电阻、电容的结构及其特点。 3、等比例缩小理论 4、短沟道效应及狭沟道效应 5、MOS器件模型,1、有源器件,主要内容： 几何结构 工作原理 MOS管的寄生电容 电学特性 MOS管主要的二次效应 低频小信号等效模型 高频小信号等效模型 有源电阻,有源器件MOS管,结构与几何参数（1）,结构与几何参
3、数（2）： 在栅氧下的衬底区域为器件的有效工作区（即MOS管的沟道）。 MOS管的两个有源区（源区与漏区）在制作时是几何对称的： 一般根据电荷的输入与输出来定义源区与漏区： 源端被定义为输出电荷（若为NMOS器件则为电子）的端口； 而漏端则为收集电荷的端口。 当该器件三端的电压发生改变时，源区与漏区就可能改变作用而相互交换定义。 在模拟IC中还要考虑衬底（B）的影响，衬底电位一般是通过一欧姆p区（NMOS的衬底）以及n区(PMOS衬底)实现连接的，所以在模拟集成电路中对于MOS晶体管而言，是一四端口器件。,有源器件MOS管,结构与几何参数（3）： 注意：在数字集成电路设计，由于源/漏区的结二极
4、管必须为反偏，NMOS晶体管的衬底必须连接到系统的最低电位，而PMOS晶体管的衬底（即为n阱）必须连接到系统的最高电位，即在数字集成电路中MOS晶体管可看成三端口器件。 对于单阱工艺而言，如n阱工艺，所有的NMOS管具有相同的衬底电位，而对于PMOS管而言可以有一个独立的n阱，则可以接不同的阱电位，即其衬底电位可以不同。 现在很多的CMOS工艺线采用了双阱工艺，即把NMOS管与PMOS管都制作在各自的阱内：NMOS管在p阱内，PMOS管在n阱内；因此，对于每一个NMOS管与PMOS管都可以有各自的衬底电位。,有源器件MOS管,结构与几何参数（4）： 沟道长度L： 由于CMOS工艺的自对准的特点
5、，其沟道长度定义为漏源之间栅的尺寸，一般其最小尺寸即为制造工艺中所给的特征尺寸； 由于在制造漏/源结时会发生边缘扩散，所以源漏之间的实际距离（称之为有效长度L）略小于长度L，则有L L2d，其中L是漏源之间的总长度，d是边缘扩散的长度。 沟道宽度W：垂直于沟道长度方向的栅的尺寸。 栅氧厚度tox：则为栅极与衬底之间的二氧化硅的厚度。,有源器件MOS管,MOS管的工作原理及表示符号（1）： MOS管可分为增强型与耗尽型两类： 增强型是指在栅源电压VGS为0时没有导电沟道，而必须依靠栅源电压的作用，才能形成感生沟道的MOS晶体管； 耗尽型是指即使在栅源电压VGS为0时MOS晶体管也存在导电沟道。
6、这两类MOS管的基本工作原理一致，都是利用栅源电压的大小来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小 。,有源器件MOS管,MOS管的工作原理及表示符号（2）： 当栅源电压VGS=0时，源区（n型）、衬底（p型）和漏区（n型）形成两个背靠背的PN结，不管VDS的极性如何，其中总有一个PN结是反偏的，所以源漏之间的电阻主要为PN结的反偏电阻，基本上无电流流过，即漏电流ID为0，此时漏源之间的电阻很大，没有形成导电沟道。 当栅源之间加上正向电压，则栅极和p型硅片之间构成了以二氧化硅为介质的平板电容器，在正的栅源电压作用下，介质中便产生了一个垂直于半导体表面的由栅极指向p型衬底的电场（由于
7、绝缘层很薄，即使只有几伏的栅源电压VGS，也可产生高达105106V/cm数量级的强电场），这个电场排斥空穴而吸引电子，因此，使栅极附近的p型衬底中的空穴被排斥，留下不能移动的受主离子（负离子），形成耗尽层，同时p型衬底中的少子（电子）被吸引到衬底表面。,有源器件MOS管,MOS管的工作原理及表示符号（3）： 当正的栅源电压达到一定数值时，这些电子在栅极附近的p型硅表面便形成了一个n型薄层，通常把这个在p型硅表面形成的n型薄层称为反型层，这个反型层实际上就构成了源极和漏极间的n型导电沟道。由于它是栅源正电压感应产生的，所以也称感生沟道。显然，栅源电压VGS正得愈多，则作用于半导体表面的电场就愈
8、强，吸引到p型硅表面的电子就愈多，感生沟道（反型层）将愈厚，沟道电阻将愈小。 感生沟道形成后，原来被p型衬底隔开的两个n型区（源区和漏区）就通过感生沟道连在一起了。因此，在正的漏极电压作用下，将产生漏极电流ID。一般把在漏源电压作用下开始导电时的栅源电压叫做开启电压Vth。 注意：与双极型晶体管相比，一个MOS器件即使在无电流流过时也可能是开通的。,有源器件MOS管,MOS管的工作原理及表示符号（4）： 当VGSVth时，外加较小的VDS，ID将随VDS上升迅速增大，此时为线性区，但由于沟道存在电位梯度，因此沟道厚度是不均匀的。 当VDS增大到一定数值（例如VGD=VGS，VDS=Vth），靠
9、近漏端被夹断，VDS继续增加，将形成一夹断区，且夹断点向源极靠近，沟道被夹断后，VDS上升时，其增加的电压基本上加在沟道厚度为零的耗尽区上，而沟道两端的电压保持不变，所以ID趋于饱和而不再增加。另外，当VGS增加时，由于沟道电阻的减小，饱和漏极电流会相应增大。在模拟电路集成电路中饱和区是MOS管的主要工作区。 若VDS大于击穿电压BVDS（二极管的反向击穿电压），漏极与衬底之间的PN结发生反向击穿，ID将急剧增加，进入雪崩区，此时漏极电流不经过沟道，而直接由漏极流入衬底。,有源器件MOS管,MOS管的工作原理及表示符号（5）,有源器件MOS管,MOS管的高频小信号电容,MOS管的电容（1）,M
10、OS管的电容（2）： 栅与沟道之间的栅氧电容 C2=WLCox，其中Cox为单位面积栅氧电容ox/tox； 沟道耗尽层电容： 交叠电容（多晶栅覆盖源漏区所形成的电容，每单位宽度的交叠电容记为Col）： 包括栅源交叠电容C1WdCol与栅漏交叠电容C4=WdCol：由于是环状的电场线， C1与C4不能简单地写成WdCox，需通过更复杂的计算才能得到，且它的值与衬底偏置有关。,MOS管的高频小信号电容,MOS管的电容（3）： 源漏区与衬底间的结电容：Cbd、Cbs 即为漏源对衬底的PN结势垒电容，这种电容一般由两部分组成：一个是垂直方向（即源漏区的底部与衬底间）的底层电容Cj，另一个是横向即源漏的
11、四周与衬底间构成的圆周电容Cjs，因为不同三极管的几何尺寸会产生不同的源漏区面积和圆周尺寸值，一般分别定义Cj与Cjs为单位面积的电容与单位长度的电容。而每一个单位面积PN结的势垒电容为： Cj0：PN结在零偏时单位底面积结电容（与衬底浓度有关） VR：通过PN结的反偏电压 B ：漏源区与衬底间PN结接触势垒差（一般取0.8V） m：底面电容的梯度因子，一般取介于0.3与0.4间的系数。,MOS管的高频小信号电容,MOS管的电容（4）： 源漏的总结电容可表示为： H：源、漏区的长度 W：源、漏区的宽度。 因此在总的宽长比相同的情况下，采用并联结构，即H不变，而每一管的宽为原来的几分之一，则由上
12、式可以发现并联结构的MOS管的结电容比原结构小 。,MOS管的高频小信号电容,MOS管的电容随栅源电压的变化,MOS管的电容随栅源电压的变化截止区,漏源之间不存在沟道，则有： 栅源、栅漏之间的电容为：CGD=CGS=ColW； 栅与衬底间的电容为栅氧电容与耗尽区电容之间的串联： CGB=(WLCox)Cd/(WLCox+ Cd)， L为沟道的有效长度 在截止时，耗尽区电容较大，故可忽略，因此 CGB=WLCox。 CSB与CDB的值相对于衬底是源漏间电压的函数,MOS管的电容随栅源电压的变化饱和区,栅漏电容大约为：WCol。 漏端夹断，沟道长度缩短，从沟道电荷分布相当于CGS增大，CGD减小，
13、栅与沟道间的电位差从源区的VGS下降到夹断点的VGS-Vth，导致了在栅氧下的沟道内的垂直电场的不一致。可以证明这种结构栅源的过覆盖电容的等效电容为： 2 WLCox /3 因此有： CGS=2WLCox/3+ WCol,MOS管的电容随栅源电压的变化线性区,漏源之间产生反型层并且沟道与衬底之间形成较厚的耗尽层，产生较小的耗尽层电容，此时栅极电容为： CGD = CGS = WLCox /2+ WCol 因为S和D具有几乎相等的电压，且栅电压变化V就会使相同的电荷从源区流向漏区，则其栅与沟道间的电容WLCox等于栅源及栅漏间的电容。,MOS管的电容随栅源电压的变化总结,注意： 在不同区域之间的
14、转变不能由方程直接提供，只是根据趋势延伸而得 。 当工作在三极管区与饱和区时，栅与衬底间的电容常被忽略，这是由于反型层在栅与衬底间起着屏蔽作用，也就是说如果栅压发生了改变，电荷的提供主要经由源与漏而不是衬底 。,MOS管的电特性,主要指： 阈值电压 I/V特性 输入输出转移特性 跨导等电特性,MOS管的电特性 阈值电压（NMOS）,在漏源电压的作用下刚开始有电流产生时的VG为阈值电压Vth ： MS：指多晶硅栅与硅衬底间的接触电势差 称为费米势，其中q是电子电荷 Nsub：衬底的掺杂浓度 Qb：耗尽区的电荷密度，其值为 ，其中 是硅的介电常数 Cox：单位面积的栅氧电容， ， Qss：氧化层中
15、单位面积的正电荷 VFB：平带电压，VFB,MOS管的电特性 阈值电压,同理PMOS管的阈值电压可表示为： 注意： 器件的阈值电压主要通过改变衬底掺杂浓度、衬底表面浓度或改变氧化层中的电荷密度来调整，对于增强型MOS管，适当增加衬底浓度，减小氧化层中的正电荷即可使其阈值大于0；而氧化层中的正电荷较大或衬底浓度太小都可形成耗尽型NMOS 。 实际上，用以上方程求出的“内在”阈值在电路设计过程中可能不适用，在实际设计过程中，常通过改变多晶与硅之间的接触电势即：在沟道中注入杂质，或通过对多晶硅掺杂金属的方法来调整阈值电压。比如：若在p型衬底中掺杂三价离子形成一层薄的p区，为了实现耗尽，其栅电压必须提
16、高，从而提高了阈值电压。,MOS管的电特性输出特性（I/V特性）,MOS晶体管的输出电流电压特性的经典描述是萨氏方程。 忽略二次效应，对于NMOS管导通时的萨氏方程为： VGSVth：MOS管的“过驱动电压” L：指沟道的有效长度 W/L称为宽长比 ，称为NMOS管的导电因子 ID的值取决于工艺参数：nCox、器件尺寸W和L、VDS及VGS。,MOS管的电特性输出特性（I/V特性）,截止区：VGSVth，ID0； 线性区：VDSVGSVth，漏极电流即为萨氏方程。 深三极管区：VDS2（VGSVth）时称MOS管工作在，萨氏方程可近似为： 上式表明在VDS较小时，ID是VDS的线性函数，即这时
17、MOS管可等效为一个电阻，其阻值为： 即：处于深三极管区的MOS管可等效为一个受过驱动电压控制的可控电阻，当VGS一定时，沟道直流导通电阻近似为一恒定的电阻。,MOS管的电特性输出特性（I/V特性）,饱和区：VDSVGSVth： 漏极电流并不是随VDS增大而无限增大的，在VDSVGSVth时，MOS管进入饱和区：此时在沟道中发生了夹断现象。 萨氏方程两边对VDS求导，可求出当VDSVGSVth时，电流有最大值，其值为： 这就是饱和萨氏方程。,MOS管的电特性输出特性（I/V特性）,转移特性曲线,在一个固定的VDS下的MOS管饱和区的漏极电流与栅源电压之间的关系称为MOS管的转移特性。,转移特性
18、的另一种表示方式,增强型NMOS转移特性,耗尽型NMOS转移特性,转移特性曲线,在实际应用中，生产厂商经常为设计者提供的参数中，经常给出的是在零电流下的开启电压 注意 ，Vth0为无衬偏时的开启电压，而 是在与VGS特性曲线中与VGS轴的交点电压，实际上为零电流的栅电压 从物理意义上而言， 为沟道刚反型时的栅电压，仅与沟道浓度、氧化层电荷等有关；而Vth0与人为定义开启后的IDS有关。,转移特性曲线,从转移特性曲线可以得到导电因子KN（或KP），根据饱和萨氏方程可知： 即有： 所以KN即为转移特性曲线的斜率。,MOS管的直流导通电阻,定义：MOS管的直流导通电阻是指漏源电压与漏源电流之比。 饱
19、和区： 线性区： 深三极管区：,饱和区MOS管的跨导与导纳,工作在饱和区的MOS管可等效为一压控电流源，故可用跨导gm来表示MOS管的电压转变电流的能力，跨导越大则表示该MOS管越灵敏，在同样的过驱动电压（VGSVth）下能引起更大的电流，根据定义，跨导为漏源电压一定时，漏极电流随栅源电压的变化率，即：,饱和区跨导的倒数等于深三极管区的导通电阻Ron,饱和区MOS管的跨导与导纳,讨论1： 在KN（KP）为常数（W/L为常数）时，跨导与过驱动电压成正比，或与漏极电流ID的平方根成正比。 若漏极电流ID恒定时，则跨导与过驱动电压成反比，而与KN的平方根成正比。 为了提高跨导，可以通过增大KN（增大
20、宽长比，增大Cox等），也可以通过增大ID来实现，但以增大宽长比为最有效。,饱和区MOS管的跨导与导纳,讨论2： 双极型三极管的跨导为： ，两种跨导相比可得到如下结论： 对于双极型，当IC确定后，gm就与几何形状无关，而MOS管除了可通过IDS调节跨导外，gm还与几何尺寸有关；双极型三极管的跨导与电流成正比，而MOS管的跨导与成正比，所以在同样工作电流情况下，MOS管的跨导要比双极型三极管的跨导小。,饱和区MOS管的跨导与导纳,对于MOS管的交流小信号工作还引入了导纳的概念，导纳定义为：当栅源电压与衬底电压为一常数时的漏极电流与漏源电压之比，即可表示为：,MOS管的最高工作频率,定义：当栅源间
21、输入交流信号时，由源极增加（减小）流入的电子流，一部分通过沟道对电容充（放）电，一部分经过沟道流向漏极，形成漏源电流的增量，当变化的电流全部用于对沟道电容充放电时，MOS管就失去了放大能力，因此MOS管的最高工作频率定义为：对栅输入电容的充放电电流和漏源交流电流值相等时所对应的工作频率。,MOS管的最高工作频率,C表示栅极输入电容，该电容正比于WLCox 。 MOS管的最高工作频率与沟道长度的平方成反比，因此，减小MOS管的沟道长度就能很显著地提高工作频率 。,二阶效应,二阶效应在现代模拟集成电路的设计中 是不能忽略的，主要的二阶效应有： MOS管的衬底效应 沟道调制效应 亚阈值导通 温度效应
22、,衬底偏置效应（体效应）,在前面的分析中： 没有考虑衬底电位对MOS管性能的影响 假设了所有器件的衬底都与器件的源端相连，即VBS0 但在实际的模拟集成电路中，由于MOS器件制作在同一衬底上，就不可能把所有的MOS管的源极与公共衬底相接，即VBS0 例如：在实际电路设计中NMOS管的源极电位有时就会高于衬底电位（仍能保证源极与漏极与衬底间保持为反偏，使器件正常工作）,衬底偏置效应（体效应）,根据阈值电压的定义及MOS管的工作原理可知，MOS管要形成沟道必须先中和其耗尽层的电荷，假设VSVDVB，当0VGBVth时则在栅下面产生了耗尽但没产生反型层，保持MOS管的三端电压不变，而降低衬底电压VB
23、，则VGB增大，更多的空穴被排斥到衬底，而留下了更多的负电荷，从而使其耗尽区变得更宽，即当VB下降、Qb上升时，Vth也会增大。这种由于VBS不为0而引起阈值电压的变化的效应就称为“衬底效应”，也称为“背栅效应”。,衬底偏置效应（体效应）,在考虑衬底效应时，其耗尽层的电荷密度变化为： 把上式代入阈值电压的表达式，可得其阈值电压为： 其中Vth0是在无体效应时的阈值电压； ，称为体效应因子，的大小由衬底浓度与栅氧厚度决定，其典型值在0.3到0.4V1/2。,衬底偏置效应（体效应）,对于PMOS管，考虑体效应后的阈值电压为： 对于衬底效应表明其衬底势能Vsub不需改变：如果其源电压相对于Vsub发
24、生了改变，会发生同样的现象。,衬底偏置效应（体效应）,例：,衬底偏置效应（体效应）,由于衬底电位会影响阈值电压，进而影响MOS管的过驱动电压，所以衬底可以视为MOS管的第二个栅（常称背栅）。 因此为了衡量体效应对MOS管的I/V的影响，定义一衬底跨导 衬底跨导：在源漏电压与栅源电压为常量时漏极电流随衬底电压的变化关系：,衬底偏置效应（体效应）,则衬底电位对漏极电流的影响可用一个电流源gmbVBS表示。 在饱和区，gmb能被表示成,衬底偏置效应（体效应）,而根据阈值电压与VBS之间的关系可得： 因此有： 上式中=gmb/gm ，gmb正比于。上式表明当较大时，不断增大的衬底效应的变化就不明显了。
25、 注意gmVGS与gmbVBS具有相同极性，即提高衬底电位与提高栅压具有同等的效果。,沟道调制效应,在分析器件的工作原理时已提到：在饱和时沟道会发生夹断，且夹断点的位置随栅漏之间的电压差的增加而往源极移动，即有效沟道长度L实际上是VDS的函数。这种由于栅源电压变化引起沟道有效长度改变的效应称为“沟道调制效应”。 记 ， ，称为沟道调制系数，当远小于L时有：,沟道调制效应,在饱和区时，其漏极电流为 调制系数为： 而L为： 的大小与沟道长度及衬底浓度有关，ND上升则下降。考虑沟道调制效应的I/V曲线如下图所示。,沟道调制效应,由上图可以看出： 实际的I/V曲线在饱和时并非是一平行的直线，而是具有一
26、定斜率的斜线。 所有斜线反方向延长与水平轴VDS间有同一交叉点，该点的电压称为厄莱电压VA。 因此在源漏之间是一个非理想的电流源。参数反映了沟道调制的深度，且沟道越短，越大，表明沟道调制越明显。与VA的关系为：1/VA 。,沟道调制效应,考虑沟道调制效应后MOS管的在饱和区的跨导gm为： 所以沟道调制效应改变了MOS管的I/V特性，进而改变了跨导。,沟道调制效应,不考虑沟道调制效应时，MOS管工作于饱和区时的漏源之间的交流电阻为无穷大，是一理想的电流源。 考虑沟道调制效应后，由于漏电流随漏源电压变化而变化，其值为一有限值。这个电流源的电流值与其电压成线性关系， 可以等效为一个连接在 漏源之间的
27、线性电阻， 这个电阻值为：,沟道调制效应,一般ro也称为MOS管的输出阻抗，它会限制大部分放大器的最大电压增益，影响模拟电路的性能。 对于一个给定的栅源电压，一个较大的沟道长度L可以提供一个更理想的电流源，同时降低了器件的电流能力。因此，为了保证其电流值，应同比例增加W的值。 注：以上各式的推导是基于条件：L远小于L（即长沟道）而得到的，此时才有 的近似线性关系，而对于短沟道器件则上述条件不成立，它会导致饱和ID/VDS特性曲线的斜率可变。,亚阈值效应,亚阈值效应又称为弱反型效应 前面分析MOS管的工作状态时，采用了强反型近似，即假定当MOS管的VGS大于Vth时，表面产生反型，沟道立即形成，
28、而当MOS管的VGS小于Vth时，器件就会突然截止。,亚阈值效应,但MOS管的实际工作状态应用弱反型模型，即当VGS略小于Vth时，MOS管已开始导通，仍会产生一个弱反型层，从而会产生由漏流向源的电流，称为亚阈值导通，而且ID与VGS呈指数关系： 其中1是一非理想的因子；ID0为特征电流： ，m为工艺因子，因此ID0与工艺有关；而VT称为热电压： 。,亚阈值效应,亚阈值工作特点： 在亚阈值区的漏极电流与栅源电压之间呈指数关系，这与双极型晶体管相似。 亚阈值区的跨导为： 由于1，所以gmID/VT，即MOS管的最大跨导比双极型晶体管（IC/VT）小。且根据跨导的定义，ID不变而增大器件宽W可以提
29、高跨导，但ID保持不变的条件是必须降低MOS管的过驱动电压。,亚阈值效应,因此在亚阈值区域， 大器件宽度（存在大的寄生电容）或小的漏极电流的MOS管具有较高的增益。 为了得到亚阈值区的MOS管的大的跨导，其工作速度受限（大的器件尺寸引入了大的寄生电容）。,温度效应,温度效应对MOS管的性能的影响主要体现在阈值电压Vth与载流子迁移率随温度的变化。 阈值电压Vth随温度的变化：以NMOS管为例，阈值电压表达式两边对温度T求导可以得到,温度效应,上式一直为负值，即阈值电压随温度上升而下降。 对于PMOS管则dVth/dT总为正值，即阈值电压随温度的上升而增大。,温度效应,载流子迁移率随温度的变化
30、实验表明，对于MOS管，如果其表面电场小于105V/cm，则沟道中电子与空穴的有效迁移率近似为常数，并约为半导体体内迁移率的一半。 实验还发现，在器件工作的正常温度范围内，迁移率与温度近似成反比关系。,温度效应,漏源电流IDS随温度的变化 根据以上的分析，温度的变化会引起阈值电压与迁移率的变化，进而影响其漏源电流。由萨氏公式两边对T求导得：,温度效应,则有： 由于温度的变化对阈值电压与迁移率的影响正好是反向的，漏源电流IDS随温度的变化取决于这两项的综合，因此，MOS管的电性能的温度稳定性比双极型的晶体管好。,MOS管的小信号模型,MOS管交流小信号模型-低频,小信号是指对偏置的影响非常小的信
31、号。 由于在很多模拟电路中，MOS管被偏置在饱和区，所以主要推导出在饱和区的小信号模型。 在饱和区时MOS管的漏极电流是栅源电压的函数，即为一个压控电流源，电流值为gmVGS，且由于栅源之间的低频阻抗很高，因此可得到一个理想的MOS管的小信号模型，如图所示。,MOS管交流小信号模型-低频,(a) (b),MOS管交流小信号模型-低频,其中（a）为理想的小信号模型。 实际的模拟集成电路中MOS管存在着二阶效应，而由于沟道调制效应等效于漏源之间的电阻ro；而衬底偏置效应则体现为背栅效应，即可用漏源之间的等效压控电流源gmbVBS表示，因此MOS管在饱和时的小信号等效模型如图 (b)所示。 上图所示
32、的等效电路是最基本的，根据MOS管在电路中不同的接法可以进一步简化。,MOS管交流小信号模型-高频,在高频应用时，MOS管的分布电容就不能忽略。即在考虑高频交流小信号工作时必须考虑MOS管的分布电容对电路性的影响， 所以MOS管的高频小信号等效电路可以在其低频小信号等效电路的基础上加入MOS管的级间电容实现，如图所示。,MOS管交流小信号模型-高频,MOS管交流小信号模型-高频,不同工作状态（截止、饱和、线性）时MOS管的分布电容值不同，因此若进行详细的计算比较困难，但可以通过软件模拟进行分析。 另外，在高频电路中必须注意其工作频率受MOS管的最高工作频率的限制（即电路的工作频率如高于MOS管
33、的最高工作频率时，电路不能正常工作）。,CMOS中的有源电阻,有源电阻,MOS管的适当连接使其工作在一定状态（饱和区或是线性区），利用其直流电阻与交流电阻可以作为电路中的电阻元件使用。 1 MOS二极管作电阻 MOS二极管是指把MOS晶体管的栅极与漏极相互短接构成二端器件，如图所示。,有源电阻,由上图可知，MOS二极管的栅极与漏极具有同的电位，MOS管总是工作在饱和区，根据饱和萨氏方程可知其转移特性曲线（漏极电流栅源电压间的关系曲线）如下图所示。,NMOS PMOS,有源电阻,(一) 直流电阻 此时NMOS管的直流电阻为： PMOS管的直流电阻为： 由以上两式可以发现：MOS二极管的直流电阻与
34、器件的尺寸相关，并且还取决于VGS的值。,有源电阻,（二） 交流电阻 交流电阻可以视为MOS管的输出特性曲线在VDSVGS时的斜率，对于理想的情况，即忽略沟道调制效应时，其值为无穷大。 考虑沟道调制效应时，交流电阻是一有限值，但远大于在该工作点上的直流电阻，且其值基本恒定。,有源电阻,1）忽略衬底偏置效应 首先根据饱和萨氏方程，可得到其电压与电流特性： 则有： 上式说明当流过三极管的电流确定后，MOS管的二端压降仅与几何尺寸有关 。,有源电阻,再根据MOS二极管的低频小信号模型，有：V1V和IV/rogmV。所以小信号工作时MOS二极管可近似为一个两端电阻，其值为： 由上式可以看出： 二极管连
35、接的MOS管的交流电阻等于其跨导的倒数，且为一非线性电阻。 但由于在模拟电路中一般交流信号幅度较小，因此，在直流工作点确定后，可以认为其值为一恒定值。,有源电阻,2）考虑衬底偏置效应 如果考虑体效应，如下图（a）所示，由于衬底接地电位，则有：V1V，VbsV，其等效电路如下图（b）所示。,（a) (b),有源电阻,根据KCL定理，由上图（b）可以得到： 所以此时的等效电阻为： 上式即为考虑了衬底偏置效应与沟道调制效应的小信号电阻，由上式可知：在考虑衬底效应后，从M1的源端看其阻抗降低了。,有源电阻,2 MOS管的栅极接固定偏置 根据MOS管的栅极所接的固定偏置的大小不同，MOS管可工作于饱和区
36、与三极管区。 在实际应用中，根据输出端不同，又可分为漏输出与源输出两类工作方式。,有源电阻,1）漏输出，源极交流接地 VGS是固定的，当MOS管的漏源电压大于栅极的过驱动电压时，MOS管工作于饱和区，忽略沟道调制效应时，其阻值为无穷大，但实际阻值应考虑沟道调制效应，可用饱和萨氏方程求出：,有源电阻,而当漏源电压小于栅极过驱动电压时，MOS管工作于三极管区，此时的等效输出电阻为：,有源电阻,2）源输出，漏极交流接地 此时栅源电压随输出电压变化，当MOS管工作于饱和区时，其输出电阻为1/gm；而当MOS管工作于三极管区时，其输出电阻值为： 式中的gm为器件跨导，而gd则为器件导纳。且有： 所以此时的输出电阻值较小。,有源电阻,总之，当MOS管在电路中作有源电阻时，一般栅接固定电位（接漏是一种特例），这时根据栅电压大小来判定MOS管的工作区域（饱和区与三极管区），另外，输出的端口是源端或是漏端，其呈现的阻抗也不同。,