第8章数字信号的最佳接收.ppt

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1、8.1 匹配滤波器 8.2 最小差错概率接收准则 8.3 确知信号的最佳接收机 8.4 随参信号的最佳接收机 8.5 普通接收机与最佳接收机的性能比较 8.6 基带系统的最佳化,第 8 章 数字信号的最佳接收,返回主目录,第8章 数字信号的最佳接收,在数字通信系统中，信道的传输特性和传输过程中噪声的存在是影响通信性能的两个主要因素。人们总是希望在一定的传输条件下，达到最好的传输性能，最佳接收就是在噪声干扰中如何有效地检测出信号。 所谓最佳是在某种标准下系统性能达到最佳，最佳接收是个相对的概念，在某种准则下的最佳系统，在另外一种准则下就不一定是最佳的。在某些特定条件下，几种最佳准则也可能是等价的

2、。 在数字通信中，最常采用的是输出信噪比最大准则和差错概率最小准则。,8.1 匹配滤波器（Matched Filter） 在数字信号接收中，滤波器的作用有两个方面，第一是使滤波器输出有用信号成分尽可能强；第二是抑制信号带外噪声，使滤波器输出噪声成分尽可能小，减小噪声对信号判决的影响。 通常对最佳线性滤波器的设计有两种准则：一种是使滤波器输出的信号波形与发送信号波形之间的均方误差最小，由此而导出的最佳线性滤波器称为维纳滤波器；另一种是使滤波器输出信噪比在某一特定时刻达到最大，由此而导出的最佳线性滤波器称为匹配滤波器。在数字通信中，匹配滤波器具有更广泛的应用。,图 8 1 数字信号接收等效原理图,

3、由数字信号的判决原理我们知道，抽样判决器输出数据正确与否，与滤波器输出信号波形和发送信号波形之间的相似程度无关，也即与滤波器输出信号波形的失真程度无关，而只取决于抽样时刻信号的瞬时功率与噪声平均功率之比，即信噪比。信噪比越大，错误判决的概率就越小；反之，信噪比越小，错误判决概率就越大。,因此，为了使错误判决概率尽可能小，就要选择滤波器传输特性使滤波器输出信噪比尽可能大的滤波器。当选择的滤波器传输特性使输出信噪比达到最大值时，该滤波器就称为输出信噪比最大的最佳线性滤波器。下面就来分析当滤波器具有什么样的特性时才能使输出信噪比达到最大。 ,滤波器输入,(8.1 - 1),滤波器输出,(8.1 -

4、2),(8.1 - 3),滤波器输出噪声的平均功率为,(8.1 - 4),在抽样时刻t0，线性滤波器输出信号的瞬时功率与噪声平均功率之比为,(8.1 - 5),滤波器输出信噪比ro与输入信号的频谱函数S()和滤波器的传输函数H()有关。在输入信号给定的情况下，输出信噪比ro只与滤波器的传输函数H()有关。使输出信噪比ro达到最大的传输函数H()就是我们所要求的最佳滤波器的传输函数。,施瓦兹(Schwartz)不等式,(8.1 - 6),式中， X()和Y()都是实变量的复函数。当且仅当,时式中等式才能成立。,(8.1 - 7),(8.1 - 8),(8.1 - 9),令,可得,(8.1 - 1

5、0),根据帕塞瓦尔(Parseval)定理有,(8.1 - 11),(8.1 - 12),因此,最大输出信噪比,(8.1 - 13),(8.1 - 14),根据施瓦兹不等式中等号成立的条件可得,匹配滤波器,(8.1 - 15),即匹配滤波器的单位冲激响应为,(8.1 - 16),上式表明，匹配滤波器的单位冲激响应h(t)是输入信号s(t)的镜像函数，t0为输出最大信噪比时刻。,图8-2 匹配滤波器单位冲激响应原理,(8.1 - 17),对于因果系统,(8.1 - 18),因此必须有,(8.1 - 19),上式条件说明，对于一个物理可实现的匹配滤波器，其输入信号s(t)必须在它输出最大信噪比的时

6、刻t0之前结束。也就是说，若输入信号在T时刻结束，则对物理可实现的匹配滤波器，其输出最大信噪比时刻t0必须在输入信号结束之后，即t0T。对于接收机来说，t0是时间延迟，通常总是希望时间延迟尽可能小，因此一般情况可取t0=T。 ,(8.1 - 20),输出信号,(8.1 - 21),令,上式表明，匹配滤波器的输出波形是输入信号s(t)的自相关函数的K倍。因此，匹配滤波器可以看成是一个计算输入信号自相关函数的相关器，其在t0时刻得到最大输出信噪比romax=2E/n0。由于输出信噪比与常数K无关，所以通常取K=1。 ,例 8 - 1设输入信号如图 8 - 3(a)所示，试求该信号的匹配滤波器传输函

7、数和输出信号波形。 ,频谱函数,解：(1) 输入信号为,传递函数,冲激响应,图8-3 信号时间波形,取t0=T，则有,(2) 匹配滤波器的输出为,可见，匹配滤波器的输出在t=T时刻得到最大的能量E= T/2。,8.2 最小差错概率接收准则,匹配滤波器是以抽样时刻信噪比最大为标准来构造接收机。在数字通信中，人们更关心判决输出的数据准确率，因此，使输出总误码率最小的最小差错概率准则，更适合于作为数字信号接收的准则。,8.2.1 数字信号接收的统计模型 在数字信号的最佳接收分析中，我们不是采用先给出接收机模型然后分析其性能的分析方法，而是从数字信号接收统计模型出发，依据某种最佳接收准则，推导出相应的

8、最佳接收机结构，然后再分析其性能。,图 8 4 数字通信系统的统计模型,图中消息空间、 信号空间、噪声空间、观察空间及判决空间分别代表消息、 发送信号、噪声、接收信号波形及判决结果的所有可能状态的集合。各个空间的状态用它们的统计特性来描述。 在数字通信系统中，消息是离散的状态。,消息是各种物理量，本身不能直接在数字通信系统中进行传输，因此需要将消息变换为相应的电信号s(t)。通常最直接的方法是建立消息与信号之间一一对应的关系,P(si)是描述信号发送概率的参数，通常称为先验概率，它是信号统计检测的第一数据。 ,信道特性是加性高斯噪声信道，噪声空间n是加性高斯噪声。为了更全面地描述噪声的统计特性

9、，采用噪声的多维联合概率密度函数。,(8.2 - 7),根据随机信号分析理论我们知道，若噪声是高斯白噪声，则它在任意两个时刻上得到的样值都是互不相关的，同时也是统计独立的；若噪声是带限高斯型的，按抽样定理对其抽样，则它在抽样时刻上的样值也是互不相关的，同时也是统计独立的。根据随机信号分析，若随机信号各样值是统计独立的，则有,k维概率密度,(8.2 - 8),根据帕塞瓦尔定理，当k很大时有,(8.2 - 9),一维概率密度,(8.2 - 10),k维概率密度,(8.2 - 11),式中 为噪声的单边功率谱密度。,公式(8.2-11)的推导：,若低通信道的截止频率为fH，理想抽样频率为2fH，则在

10、(0, T)时间内共有2fHT个抽样值，其平均功率为,令抽样间隔 ，若 ，则有,(8.2 - 12),将公式(8.2-11)代入(8.2-10)可得,信号通过信道叠加噪声后到达观察空间，由于在一个码元期间T内，信号集合中各状态s1, s2, , sm 中之一被发送，因此在观察期间T内观察波形为,由于n(t)是均值为零，方差为2n的高斯过程，则当出现信号si(t)时, y(t)的概率密度函数可表示为,(8.2 - 13),(8.2 - 14),fsi(y)称为似然函数，它是信号统计检测的第二数据。,8.2.2 最佳接收准则 在数字通信系统中，最直观且最合理的准则是“最小差错概率”准则。由于在传输

11、过程中，信号会受到畸变和噪声的干扰，发送信号si(t)时不一定能判为ri出现，而是判决空间的所有状态都可能出现。这样将会造成错误接收，我们期望错误接收的概率愈小愈好。 在噪声干扰环境中，按照何种方法接收信号才能使得错误概率最小？我们以二进制数字通信系统为例分析其原理。在二进制数字通信系统中，发送信号只有两种状态，假设发送信号s1(t)和s2(t)的先验概率分别为P(s1)和P(s2)，s1(t)和s2(t)在观察时刻的取值分别为a1和a2，出现s1(t)信号时y(t)的概率密度函数fs1(y)为,同理,(8.2 - 15),(8.2 - 16),图 8- 5 fs1(y)和fs2(y)的曲线图

12、,若在观察时刻得到的观察值为yi，可依概率将yi判为r1或r2。,可以看出,即yi属于r1的概率大于yi属于r2的概率。因此，依大概率应将yi判为r1出现。,在yi附近取一小区间a,a内属于r1的概率,(8.2 - 17),a内属于r2的概率,(8.2 - 18),图 8 6 判决过程示意图,根据fs1(y)和fs2(y)的单调性质，在下图中y坐标上可以找到一个划分点y0。在区间(-, y0，q1q2；在区间(y0, )，q1q2。根据下图所分析的判决原理，当观察时刻得到的观察值yi(-, y0)时，判为r1出现；若观察时刻得到的观察值yi(y0, )时，判为r2出现。,如果发送的是s1(t)

13、，但是观察时刻得到的观察值yi落在(y0,)区间, 被判为r2出现，这时将造成错误判决，其错误概率为,(8.2 - 19),(8.2 - 20),同理,(8.2 - 21),总误码率,可以看出，系统总的误码率与先验概率、似然函数及划分点y0有关。,在先验概率和似然函数一定的情况下，系统总的误码率Pe是划分点y0的函数。,(8.2 - 22),(8.2 - 23),y0为最佳划分点，于是有,(8.2 - 24),为了达到最小差错概率，可以按以下规则进行判决,(8.2 - 25),以上判决规则称为似然比准则。在加性高斯白噪声条件下，似然比准则和最小差错概率准则是等价的。 当s1(t)和s2(t)的

14、发送概率相等时，即P(s1)=P(s2)时，则有,(8.2 - 26),上式判决规则称为最大似然准则，其物理概念是，接收到的波形y中，哪个似然函数大就判为哪个信号出现。 以上判决规则可以推广到多进制数字通信系统中，对于m个可能发送的信号，在先验概率相等时的最大似然准则为, 最小差错概率准则是数字通信系统最常采用的准则，除此之外，贝叶斯(Bayes)准则、尼曼-皮尔逊(Neyman-Pearson)准则、极大极小准则等有时也被采用。 ,(8.2 - 27),8.3 确知信号的最佳接收机,信号统计检测是利用概率和数理统计的工具来设计接收机。所谓最佳接收机设计是指在一组给定的假设条件下，利用信号检测

15、理论给出满足某种最佳准则接收机的数学描述和组成原理框图，而不涉及接收机各级的具体电路。,图 8 7 接收端原理,确知信号：在接收端可以知道S1、S2、SM的具体波形，但不知道在某一码元内出现的是哪个信号。 随参信号：在接受端接收到的信号其振幅和频率是已知的，相位是随机的，此为随相信号；频率是已知，但振幅和相位都是随机的，此为起伏信号。,8.3.1 二进制确知信号的最佳相干接收机,设 p(S1)=p(S2)=1/2 1、等能量信号 将此条件代入最大似然比准则得： ，判为S1 ，否则判为S2,相乘器和积分器构成相关器，此为最佳接收机的相关器形式。 比较器判决准则：aKTS bKTS判为s1 ，否则

16、判为s2，比较完后立刻将积分器的积分值清除，故积分器实为积分清除器。 2、一个信号为0的二进制信号最佳相干接收机 当s2(t)=0， 时，最佳相干接收机方框图仍如图8-8所示，但判决准则为r(kTs)Eb/2，判为s1；否则判为s2。,8.3.2 二进制确知信号最佳接收机的抗噪性能,分析结论 pe = Q(A) 1、等能量 为S1(t)和S2(t)的相关系数 2、s2(t) = 0,8.3.3 讨论,1、二进制确知信号的最佳形式 等能量且= -1，此时两信号相反，最易于识别。 设s1(t)=-s2(t)=s(t)，则最佳相干接收机可简化为如下图所示。判决准则为：r(kT)0，判为s1；否则判为

17、s2。,2、2PSK信号的最佳相干接收机 因为可以从接收信号中提取相干载波，故每个码元内接收信号的相位是确知的，可认为2PSK为确知信号。同理也可以认为2ASK、2FSK为确知信号。 对于2PSK通信系统，若假设接收到的2PSK信号为恒包络信号，则 s1(t) = cosC(t)，s2(t) = -cosC(t) = -1 最佳接收机为,2PSK相干接收机,图中设n(t) = 0，乘法器输入为恒包络2PSK信号。相干接收机中cp(t)对准码元中间；最佳接收机中，cp(t)对准码元结束时刻。,3、2FSK信号的最佳相干接收 s1(t) = cos1t ，s2(t) = cos2t 属于等能量信号

18、 当 f1 + f2 = nRb / 2，f1 - f2 = kRb / 2时= 0， 当 f1 + f2 1 且 f1 - f2 1时0 4、2ASK信号的最佳相干接收 s1(t) = cosct s2(t) = 0,8.3.4 M进制信号的最佳接收机,设 p(si) = 1/M i = 1、2、M 则 ，判为s i (ij),发信号为相同波形 随机序列，即 si (t) = ki s(t) i = 1、2、M 则最佳接收机为：,pe：将M进制相干解调接收机误码公式中的S/N换为ES/n0； 将M进制双极性基带系统误码率公式中的S/N换为ES/n0,8.4 随参信号的最佳接收,只介绍随相信号

19、的最佳接收。常见的随相信号是MFSK、2ASK，其最佳接收机称为最佳非相干接收机。 S1(t ,1) = cos(1t+1) 发“1”码 S2(t ,2) = cos(2t+2) 发“0”码 1、2FSK的最佳非相干解调 若收端提取的两个载波仅与发载波同频但不同相，则2FSK信号为随相信号。 设cos1t、cos2t正交，且1、2在（0，2） 内均匀分布，则最佳接收机形式为,S2FSK(t)=,无噪声时，抽样时刻M1值为s1(t)的能量（发“1”码），抽样时刻的M2值为s2(t)的能量（发“0”码）。 发“1”码，因 且 ，故M2 = 0 同理，发“0”码时 M1 = 0 ，M2 = Eb,据

20、上述分析，可将2FSK信号的最佳非相干接收机改为以下形式 2、2ASK信号的最佳非相干接收机 为2FSK最佳非相干接收机的上半部分，比较电平为Eb/2。 3、2DPSK信号的最佳非相干接收机,S1(t)为发“1”时低通滤波器输出波形，可近似为宽度等于TS的矩形脉冲。 4、MFSK最佳非相干接收机 5、抗噪性能 分别将2DPSK差分相干解调，MFSK包络检波及2ASK包络检波接收机的误码率公式中的S/N换为Eb/n0即可得到2DPSK、MFSK、2ASK最佳非相干接收机的误码率。,8.5 普通接收机与最佳接收机的性能比较,普通接收机指相干解调2PSK、2FSK、2ASK接收机，包络检波2FSK、

21、2ASK及差分相干解调2DPSK接收机，最佳接收机指最佳相干接收机和最佳非相干接收机。 误码率公式如下表所示：,普通接收机与最佳接收机的误码率公式很类似。普通接收机的信噪比r =S/N，等于接收机带通滤波器输出信号功率与噪声功率之比。最佳接收机的信噪比用Eb/n0表示。若Eb/n0S/N 则最佳接收机的抗噪性能优于普通接收机。 在M 进制中，将普通接收机误码率公式中的S/N换为Es/n0，即为最佳接收机的误码率，ES=Eblog2M为一个码元内的信号能量。 设普通接收机输入端带通滤波器带宽为B，则N = n0B，S/N=S/n0B 设M进制信号码元宽度为TS ，则,M进制线性调制系统的最大信道

22、频带利用率为1波特/Hz，码速率RB=1/TS，故接收机输入端带通滤波器最小带宽为1/TS，即 B1/TS。 MFSK为非线性调制，其信道频带利用率大于1波特/Hz，但接收机分M个支路对MFSK中的M 个2ASK信号进行解调，每条支路的输入带通滤波器最小带宽仍可为1/TS，故亦有 B1/TS 总之，普通接收机误码率不可能优于最佳接收机，即最佳接收机的抗噪性能优于（至少等于）普通接收机。,8.6 基带系统的最佳化,H() 满足无码间串扰条件且r(t)在抽样时刻信噪比最大，此即为最佳基带系统 设C() =1即信道是理想的，则据上述条件可得下列方程组： H()=GT()GR() GR()=GT*()e jT 由得 GR()=H()/GT() 将其带入可得 H()=GT()GT*()e jT=|GT()| 2e jT |GT()| 2=H()e jT 式左边为实数，故右边也为实数，再考虑到无码间串扰条件，H()应满足 H()=|H()|e jT 且 由式得 |GT()|2=|H()| 代入得,