一种模块级联型固态变压器及其控制策略的研究.pdf

《一种模块级联型固态变压器及其控制策略的研究.pdf》由会员分享，可在线阅读，更多相关《一种模块级联型固态变压器及其控制策略的研究.pdf（71页珍藏版）》请在三一文库上搜索。

1、浙江大学硕士学位论文目录 3 2 3D A B 控制闭环设计4 2 3 3 模块均压均功率情况分析4 5 3 3 1 参数一致条件下各模块均压均功率情况分析4 6 3 3 2 参数不一致条件下各模块均压均功率情况分析4 7 3 4 控制系统的实现4 8 3 4 1 整流输入电压鉴相电路4 9 3 4 2 采样调制电路5 0 3 4 3 保护环节5 0 3 4 4 启动过程5 1 3 4 5 虚拟轴的产生5 2 第4 章仿真及实验结果5 3 4 1 仿真验证5 3 4 2 实验验证5 8 第5 章总结与展望。 5 1 总结6 3 5 2 工作展望6 4 参考文献： 攻读硕士学位期间发表的论文。6

2、 9 致谢7 0 一一 第1 章绪论 调整注入了新的活 消耗，人们越来越 发电系统发电量在 能源危机和环境问 系统的稳定性，同 时功率潮流的分配也会带来麻烦。为了解决这些问题，许多专家学者提出了智能 电网的概念，来协调整个电网以达到其最优化控制【l 】- 【1 0 1 。其中最具代表性的是 由美国北卡罗莱纳州立大学的1 1 1 eF u t u r eR e n e w a b l eE l e c t r i cE n e r g yD e l i v e r ya n d M a n a g e m e n t ( F R E E D M ) q b 心提出的能源互联网( E n 吲醪I

3、I l t 锄e ) 如图1 1 所示【1 1 1 。 四四四 图1 1 基于固态变压器的能源互联网 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 从图中我们看到这个系统不仅包含了传统的发电系统，同时包含了分布式发 电系统，分布式储能系统，这些分布式系统通过系统提供的直流母线进行并网， 系统同时为交流负载和直流负载提供了接口，整个系统的协调依赖于一套完整的 通信体系，所有接入电网的设备都会被检测到，并通过D G I ( D i s t r i b u t e d 鲥d i n t e l l i g e n c e ) 统一管理。固态变压器( S o l i dS t a t eT r a n s f o

4、 r m e r ) 是整个系统的核心 设备，它被称为E n e r g yR o u t e r 。它不仅起到电能变换的作用，更重要的是维持整 个系统的兼容性和灵活性，这些发电和用电设备有着不同的类型( 交直流) 和电 压等级，固态变压器要为这些不同的设备提供接口并保证他们能即插即用。要完 成这项任务很重要的一点就是它实现了电网侧和负载侧的解耦，它相对于电网可 以看作一个纯电阻负载，相对于负载则是一个稳定的源，负载侧的交直流负载， 分布式发电和储能设备则可以看做是一个系统。 本文主要是针对固态变压器所作的研究，下面将详细介绍固态变压器的情 况。固体变压器又称为电力电子变压器( P o w e

5、 rE l e c t r o n i cT r a n s f o r m e r ，P E T ) 或电 子电力变压器( E l e c t r o n i cP o w e rT r a n s f o r m e r , E P T ) ，他的工作过程可大致描述为： 首先通过电力电子变流技术，将一次侧高压工频交流点转化为高频交流电，然后 通过高频变压器实现隔离和能量传递，耦合到副边，最后利用电力电子变换器还 原成二次侧低压工频交流电。固态变压器通过引入电力电子变流器及其先进的数 字控制技术，对一次侧( 电网侧) 和二次侧( 用户端) 的电压、电流幅值和相位 进行实时控制，从而实现对电网

6、侧和用户端的电压、电流和功率的灵活调节。 传统电力变压器作为电力系统的核心设备之一，主要功能为电气隔离、电能 传输和电压等级变换。但是其存在如下不足：体积和重量大；空载损耗大；负载 侧发生故障时，不能隔离故障从而导致故障扩大，需要专门的继电保护设备；带 非线性负载时，负载产生的谐波和无功电流被直接反馈到电力变压器的输入端， 对电网造成污染并影响电网的稳定性；由于无能量储存能力，电力变压器的输出 电压易受输入电压扰动的影响而出现中断或干扰现象，导致对敏感负载工作的严 重影响。由此可见传统电力变压器无法对电网电压的波动和谐波起到改善作用， 而只是起到了电压等级变换和电磁隔离的作用【1 2 】【13

7、 1 。 相对于传统变压器，固态变压器具有如下突出特点： 1 、固态变压器可以有效改善电网电能质量，实现电网和负载侧的解耦。一方面 一2 一 浙江大学硕士学位论文 第1 章绪论 可以消除来自电网侧的电压幅值波动、电压波形失真以及电网频率的波动对 用户侧的影响，有效改善电网输入侧电流功率因数，减小无功电流带来的损 耗和电压跌落，另一方面可消除由用户端所产生的无功、谐波和瞬时短路对 供电电网造成的影响，同时可以有效提供负载所需的无功功率，维持负载侧 电压稳定； 2 、符合智能电网的需求。由于采用数字控制，可以方便采集电网信息并实现通 信，配合分布式智能管理系统方便地控制功率潮流和实现电网的互联，同

8、时 可以灵活地与F A C T S 装置协同工作，对故障的响应也更为灵活，增强了电网 的兼容性和灵活性； 3 、为分布式发电系统提供直流并网接口。通过低压侧直流母线( B u s ) ，分布式 发电系统可以直接采用直流并网，较交流并网更为方便； 4 、为直流负载提供供电。这有助于直流入户概念的实现，我们生活中很大一部 分用电需求并不是交流电，而是将交流先进行整流，如果将直流电直接通入 用户，可以省掉大量的整流环节，不仅节省了成本也使得用电更为方便； 5 、由于采用了高频变压器，S S T 的体积和重量将大大减小。虽然这一点优势目 前还未的到充分体现，但是相信高随着功率器件及电力电子技术的发展一

9、定 会得到改善，高频化隔离是未来发展的趋势。 因此，固态变压器是智能电网的重要设备，可以满足未来电力系统很多新的 要求，不仅可以获得更高的稳定性，同时可以实现更加灵活的输电方式，整合各 种交直流分布电源，提供高品质电能质量【1 小阚。 1 2 固态变压器的发展 1 2 1 几种固态变压器拓扑 固态变压器的雏形最早于1 9 7 0 年由美国通用电气的W M c M u r r a y 提出【1 7 1 ， 当时称为高频链功率变换器( P o w e rc o n v e r t e rc i r c u i t sh a v i n gah i g h f i e q u c n c yl i

10、n k ) 就是使用高频变流器来实现传统变压器的电压升高或降低的A C A C 功能；1 9 8 0 年，美国海军研究人员B r o o k sJL 才真正的提出了“固态变压器“ ( S o l i ds t a t e t r a n s f o r m e r ) 的概念【1 8 】，并通过采用一种B U C K 型A C A C 变换器的电力电子功 一3 一 压等级，开关管反向串联来实现双向开关的作用，通过这种方法可以实现基本的 交交变换的作用，输出电压可控并可以保证为交流正弦波。但是该拓扑主要存在 以下缺点：输入输出没有实现电气隔离，所以不仅安全性得不到保证；如果电压 等级变换变比很大

11、的话，开关器件的电压电流应力难以满足要求；这种双向 B U C K 电路对电网谐波没有明显的改善作用，无法提供负载所需无功电流。这些 缺陷都制约着这个拓扑在固态变压器上的应用，但他对固态变压器的发展起着巨 大的推动作用。 汝- j e 低乐直流f 蛩线 诹 r 弋 工 离爪良流f 世线低晤值流雌线 T 工 j 仝工工 图1 3 固态变压器主要结构类型 一4 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 随着电力电子技术的逐步发展，固态变压器引起了越来越多学者的重视，大 量的拓扑被提出，主要分为单级式，两级式和三级式几种结构，如图1 3 所示。 这几种结构各有优缺点，基本功能类似都可以实现交交变换，但是

12、衍生功能有所 差异。目前看来三级式结构可行性最高，功能相对齐全，控制相对简单，是S S T 发展的主流方向，下面介绍一下S S T 发展过程中的几种代表性拓扑。 图1 4 基于高频A C A C 的S S T 图1 S 基于D A B 交交变换器的S S T 图1 4 所示电路为一种典型的单级式固态变压器的主功率拓扑，采用全桥结 构的高频链A C A C 变换器来实现S S T 1 9 1 ，功率开关管均为反向串联而成的双向 一5 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 开关管、以保证电流的双向可控。此类高频链A C A C 变换器能实现电压的基本 变换，结构简单开关管数量相对较少，实现了高频隔

13、离，体积和重量均大幅下降， 可以通过模块串并联来扩大容量；但该方案器件电压电流应力大，高频变压器副 边侧电压波形仅仅是对原边侧电压波形的还原，输入输出电压特性相同。没有对 电网谐波起到抑制和改善作用，并且必须保证整流模块和逆变模块的开关器件开 通和关断严格同步，可控性不高。与之类似的还有图1 5 所示A C A C 双主动桥 电路( D u a lA c t i v eB r i d g e ) 1 2 0 】。两种拓扑控制方法不同但是基本功能和优缺点类 似。 图1 6 所示电路为一种两级式S S T 主电路拓扑 2 ，它由基于隔离型b o o s t 拓扑的A C D C 级和逆变级构成，由

14、于存在低压直流母线，所以可以实现交流输 入侧和输出侧的解耦，一定程度上减小了输出侧用户引入的谐波对电网的影响， 同时具有功率因数校正的功能保证输入侧电流功率因数，能够为用户提供无功功 率，减小输电损耗。这种电路主要缺点是由于缺少高压侧直流母线，所以低压直 流母线会有较大的二次电压纹波；在功率正向和反向流动时，需要不同的控制方 法来控制开关管，所以控制较为复杂。 J 图1 6 两级式S S T 为了解决两级式拓扑存在的问题，美国普渡大学的S D S u d h o f f 等人采用模 块级联型的A C D C D C A C 三级架构的S S T 2 2 1 ，高压输入侧采用低压模块串联 结构来

15、解决开关功率器件的耐压问题，实现了单相输入7 2 k V A C 、单相输出 1 2 0 2 4 0 V A C 的S S T 原理样机；但该拓扑在高压输入端串联低压模块的主电路采 用不控二极管全桥整流加B o o s t 电路，能量不能实现双向流动；同时由于B o o s t 一6 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 整流电路只有一个主功率开关管，所以在大功率场合需要多个开关管并联，各开 关管均流问题难以解决。 多电平电路在高压场合有着很广泛的应用，论文 2 3 2 4 都提出了二极管箝 位型电平组成的三级式结构的S S T 方案，如图1 7 。高压交流输入侧使用五电平 P W M 整流并

16、实现输入侧功率因数校正；D C D C 级原边也采用电平半桥结构，将 高压直流点逆变为高频方波，通过两个变压器耦合到副边并实现降压，再采用二 极管整流方式将高频方波变换为直流电；最后一级使用高频P W M 逆变器，为负 载提供工频交流电。由于采用了多电平拓扑，所以该拓扑非常适合S S T 的应用 场合，同时采用三级式结构，交流输入和输出侧谐波抑制容易实现，控制简单。 除了图1 7 所示方案，还可以采用D C D C 级移相控制方式的方案，可以实现软 开关来提高效率，其优缺点跟此方案类似。该S S T 拓扑主要不足有：由于第二 级副边采用二极管整流所以高频变压器原副边之间不能实现能量双向流动；同

17、时 五电平拓扑虽然具备理论可行性基础，但尚未发展成熟，在工业中应用较少，所 以文献中只给出了原理仿真结果，并没有给出实验验证结果。关于筘位型多电平 和级联型多电平的比较后文还将详细分析，在此不做过多比较。 图1 7 基于二极管箝位多电平的S S T 美国北卡( N o r t hC a r o l i n a ) 州立大学的A Q H u a n g 教授等专家提出采用多 个低压模块级联方式构成的三级式S S T 2 5 】【2 6 1 ，其基本模块如图1 8 所示。这种 结构可以单个模块使用，也可以多个模块进行串并联组合。单个模块若想达到配 电电压等级，传统的硅型器件在现有技术下很难实现，可

18、以使用新型碳化硅器件， 一7 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 新型器件在耐压等级和特性方面都有所提升，论文 2 4 1 提到了基于碳化硅器件 的S S T 方案并将其与基于传统硅型器件的方案进行了比较，由于在高压下仍能 保持较高的开关频率，所以基于碳化硅器件的装置在体积上会有所减小，性能、 效率等方面也会有所提升，可见器件的发展可以很好地推动S S T 的研究，碳化 硅型S S T 可以作为S S T 的一个研究方向，但是新型器件尚未发展成熟，目前技 术前提下仍需使多个基于传统硅型器件的模块进行串并联组合，来提高其电压等 级和容量等级，本文将详细分析这种多模块级联性固态变压器。 1 2

19、2 多电平拓扑比较 图1 8 三级式S S T 模块 从上节叙述可知，随着人们对S S T 拓扑研究的深入，固态变压器的功能在 不断的完善，可行性也在逐渐的提高。在这些拓扑中，高压侧大都采用了多电平 的拓扑，多电平电路是高压大功率场合最为常见的电路形式，随着电力电子装置 容量的增大，如大容量电机驱动，高压交直流输电系统等逐步推广，对大功率电 力电子器件提出了越来越迫切的需求，这也大大推动了电力电子器件向高耐压， 高功率方向的发展。二极管筘位型多电平最早由日本学者A 。N a b a e 、H A k 晤等 人提出，之后得到了广泛的研究，文献 2 9 1 1 3 0 在此基础上进行改进提出了混合

20、 箝位型多电平。但其基本的工作原理类似，五电平二极管箝位型多电平桥臂如图 1 9 所示。这两种电路不仅可以提高耐压能力，同时多电平方法可以减小E M I 干 扰，提高交流侧S P W M 波的正弦度，减小滤波器的体积，有效改善交流侧的电 流和电压波形。但是这种拓扑要使用大量的二极管或电容，不仅会增加成本同时 还会降低电路的可靠性。 一8 一 第1 章绪论 电平桥臂 实现高压交流 发明并申请专 利，取名为完美无谐波变频器目前在工业中的到了广泛的应用，市场上绝大多 数的高压逆变器现在均采用级联型拓扑。级联型拓扑每个模块单元可以产生一个 三电平输出电压，这样避免了大量箝位二极管或电容的使用；交流侧的

21、端电压通 过级联方式叠加，形成多电平电压。由刀个模块单元级联产生2 甩+ 1 个电平。级 联型多电平变流器主要有以下优点： ( 1 ) 级联型多电平变流器获得同样电平数输出时，使用的元器件最少，容易实 现电平数较高的输出； ( 2 ) 容易进行模块化设计和生产，各个模块完全相同，这也增加了系统的冗余 性能，维修简单； ( 3 )因为每个变流单元之间相互独立，所以可以较为容易的引入软开关控制； ( 4 ) 各变流器单元的工作负荷一致，对于三相系统易于分相控制。 但是如果作为逆变器来使用，级联型多电平拓扑最大的问题是需要多个独立 的直流源供电，一般使用多绕组的变压器进行整流得到，但是变压器的成本相

22、对 较高。而在S S T 系统中作为整流器使用的时候正好解决了这个问题，交流输入 侧接入电网，会产生多个高压直流母线，不仅完成了功率因数校正的功能，同时 一9 一 级联H 桥整流 输出并联双主动桥( D A B D C D C 变换器 图1 1 0 模块级联型S S T 主电路 将图1 8 所示模块单元交流输入侧串联，D A B 输出侧并联得到如图1 1 0 所 示模块级联型固态变压器拓扑【2 5 】，这种通过低压器件组成的模块串并联的方案 可以不仅可以达到容量的提升，同时也可以提高等效的开关频率，该拓扑可行性 一1 0 一 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 得到了充分的验证和肯定，是目前较为

23、成熟的固态变压器主功率解决方案。 这种方案具有以下几点优势： 1 、由于第一级采用级联型多电平拓扑，可以实现高功率因数整流，保证一次侧 电压电流同相位从而降低传输损耗，同时级联型多电平降低了功率器件的电 压应力，提高了等效开关频率并有效减小了电流T H D 和滤波器的体积； 2 、第二级采用移相全桥D A B 拓扑，实现了电压等级变换、电磁隔离、提供直 流并网母线和能量双向传输等功能，同时可以实现Z V S ，提高了整机效率， 在大功率场合优势明显； 3 、第三级逆变器可以为交流负载用户提供可靠供电，改善非线性负载对电网电 压的影响，对负载变化做出快速准确响应； 4 、提供了低压侧直流母线，不

24、仅能为直流负载提供接口，同时方便了光伏、风 能等分布式新能源发电设备的直流并网； 5 、整个系统可以实现能量双向流动并可控。这对存在分布式发电和储能的系统 尤为重要，可以将多余的能量输送给电网，从而达到更高的利用效率。 虽然多级式固态变压器具有很多优势，但是由于采用多个模块级联，整个系 统的控制成为了一个关键问题，各个模块的均压、均功率问题难以实现，电压和 功率不平衡将严重制约固态变压器的容量和可靠运行，系统在电网电压波动和负 载变化的情况下很容易出现故障。一直以来这个问题都未得到很好的解决，很多 的学者也在这方面做了很多研究。论文 2 6 1 提出一种模块级联型固态变压器均 压、均功率控制策

25、略，通过在整流级加入控制环以保证高压侧直流母线均压如图 1 1 1 所示，但是并不能保证各D A B 模块均流，所以在此基础上，作者又为D A B 控制加入了均功率环以保证整个系统各模块均压、均功率运行，其D A B 级控制 策略如图1 1 2 所示。 这种方法理论上可以实现各模块均压、均功率，但实际操作中存在以下问题： 系统需要大量采样环节和多个均压环，不仅提高了系统成本，由于各个模块存在 耦合关系，引入均压环也将降低了系统的稳定性，增加了控制器设计的复杂程度。 同时在实际中有可能会增加级联级数，所以采样和均压环的数量会进一步增加； 需要计算D A B 的平均功率，在实时操作系统中需要计算量

26、大，要求控制芯片计 算能力高；文献中也提到这种控制方法有一定的局限性，在某些情况下无法实现 图1 1 1 带均压环的整流级控制器 图1 1 2 带均功率环的D A B 控制器 论文 2 7 提出了一种基于3 D 空间矢量的控制方法，这种方法的控制思路与 文献 2 6 】所提的控制方法类似，不同的是其整流级均压方法有所改进，不再是传 统的基于P I 控制的均压环，而是采用了新型的均压机制，但是D A B 仍采用均功 率控制，没有解决均功率环所需的大量计算问题。 - - 1 2 - - 浙江大学硕士学位论文第1 章绪论 论文 2 8 提出了一种基于能量的控制方法，这种方法虽然可以实现基本的均压、

27、均功率功能，但同样需要大量的计算，控制方法复杂，可行性差。 1 4 本文的研究内容 从以上分析可知，基于模块级联型固态变压器的控制策略大都让整流级来实 现高压侧直流母线均压然后通过D A B 级的均功率环来实现各模块均功率，这种 控制方法不仅需要计算量大，而且控制复杂，控制环路多，给控制系统的设计带 来了困难。本文打破这种传统控制方法思维，提出了一种基于单相D O 矢量控 制的共同占空比控制策略与基于电压前馈后馈的跟随控制策略，两者协调工作， 不仅解决了功率模块串联均压与并联均流的问题，实现了功率在各模块间均衡传 输，而且减少了采样环节，所需计算量小，控制算法简单，控制环路少。 第1 章对固态

28、变压器的发展历史进行了回顾，介绍了各种S S T 拓扑的优缺 点，比较了级联型多电平与箝位型多电平，并着重介绍了模块级联性固态变压器 拓扑，这种拓扑输入级采用级联型多电平整流，隔离级采用D A B 电路，输出级 采用高频逆变器。最后介绍了几种现有的均压、均功率控制策略，效果都不算理 想，可行性不高。 第2 章分析了模块级联型固态变压器的主电路拓扑。分析了级联型多电平的 工作原理及其调制方式，并着重分析了载波移相S P W M 调制方式的特性；详细 分析了每个整流模块的工作模态，并给出了等效电路模型；分析了D A B 电路的 工作时序及其软开关条件，根据理想状态下的工作模态给出了等效电路模型。

29、第3 章提出了一种整流级基于单相D Q 矢量控制的共同占空比控制策略与 D A B 基于电压前馈后馈的跟随控制策略，给出了控制框图并推导了主电路的小 信号交流模型和传递函数，给出了闭环控制器设计思路；分析了电路参数一致和 不一致情况下均压、均功率控制机制，从理论上证明了该控制方法的可行性。 第4 章给出了仿真和实验波形证明了这种控制策略的可行性和稳定性。同时 验证了在参数不一致情况下，仍可以达到稳态并且与均压、均功率情况与参数不 一致情况成一定的比例关系，与理论分析结果一致。 第5 章对本文工作进行了总结，并提出了未来工作的方向和展望。 一1 3 图2 1 模块级联型整流器 一1 4 浙江大学

30、硕士学位论文 第2 章模块级联型固态变压器主功率拓扑分析 2 1 1 载波移相调制 从上一章分析可知，级联型多电平具有拓扑结构简单，冗余性强，易于模块 化封装生产的优势，同时作为整流器使用时解决了作为逆变器使用时需要独立直 流源的缺点，所以非常适合固态变压器的应用场合。 多电平电路能取得良好的性能不仅依靠适当的拓扑结构作为基础，还需要有 合适的调制方式来与之配合以达到最优的运行状况。目前主要的调制方式有：阶 梯波脉宽调制、基于载波带的P W M 调制和载波移相S P W M 。载波移相S P W M 是模块级联型整流器最常用的调制方式，它不仅控制方式简单容易实现而且可以 保证任何调制深度下各功

31、率器件功率均衡，从傅立叶分析结果可知，载波移相调 制的交流S P W M 波形具有良好的谐波特性，这种调制方式提高了电路等效开关 频率，本文正是应用了这种调制方法。 载波移相S P W M 调制，也称C P S S P W M ，其调制原理如图2 2 所示。 吃 广 厂 1门厂 厂 厂一 吒厂_ 乙_ 一一r L 一一n 一厂_ 1 厂 吒厂 n 囊f 厂 r _ 吃1 厂 _ n - r 厂 r 吃 厂 厂nn厂 厂 厂 图2 2 载波移相S P W M 调制示意图 C P S S P W M 是一种非常适用于级联型变流器的调制策略。假设有三个变流 单元模块级联，各变流器单元模块共用同一个调

32、制波信号，三角载波相位相 互错开l 三2 刀的角度，即= 织+ 2 r t L ，L ，式中为第t 个模块单元的载波 一1 5 浙江大学硕士学位论文 第2 章模块级联型同态变压器主功率拓扑分析 初始相位，眈为载波参考初始相位。调制波 ( f ) = 圪c o s ( c o s t + )( 2 - 1 ) 式中( f ) 为调制波信号，其幅值为圪，角频率为c o ，初始相位为； c o = 2 x T ，T 为傅立叶分析周期； 瓦，( f ) ：2 V , Ec o s ( f + ) + 壹, = 1 ( 竺m z r 帅伽i I l 学删优( 叫州乃争 ( 2 - 2 ) + 薹茎( 箸

33、饷讪i n ( 竿砂酬肌( 叫咖2 哮州删 吒( f ) ：t 2 V I N Ec o s ( f + ) + 莓。鬟4 E 毗) s i 呼堂似2 万和 仁3 ， + 妻m = ln 量= l ( 马m ，r 帕讪i n ( 竿砂 毕叫 c o s m ( c o 。t + 纯) + 2 刀生- + ，z ( c o t + ) 】 ：( 丝) 厶( 础匕) s i n ( 半) 一1 6 浙江大学硕士学位论文 第2 章模块级联型固态变压器主功率拓扑分析 办l = 聊玩 3 、边带谐波 当K = 鸣疋+ ，z ，朋= 1 ，2 ，3 ，n = 1 ，2 ，3 ，+ o o 时，可得边带谐波

34、 ：( 竺) 以( ，儿圪) s i n ( m L + ，1 ) 要 m T gZ 妒n = m 依+ 以 综上所述，可以得到C P S S P W M 调制方式具有以下特点： a ) 每个模块的S P W M 波形基波分量相同且幅值正比于调制波幅值，相位与 调制波相位相同，即C P S S P W M 调制线性度好，无基波损失； b ) 最低次数的谐波群出现在t K 。附近即为开关频率的L 倍，所以 C P S S P W M 调制可以提高等效开关频率，在较低开关频率下得到较高频 率S P W M 波，这使得交流侧电压波形谐波特性的得到改善： c ) m L x 或m L x + ，z 为

35、偶数时，S P W M 波形中不含其对应次谐波，所以 C P S S P W M 调制不仅提高了谐波含量的频率，而且降低了谐波含量，这 对减小滤波器的体积非常有益。 2 1 2 各级联模块工作模态 各模块均采用单极性倍频调制，单极性倍频调制可以提高一倍等效开关频 率，使交流输出波形更接近正弦波，谐波含量比双极性和单极性调制都要少，调 制原理如图2 3 。 图中为正弦调制波，K 。、心：为相移1 8 0 。的载波，为交流侧桥臂中点 S P W M 波，( i = 1 ，2 ，3 ，4 ) 为开关管驱动波形，V 卅和K ，比较得到墨、是的驱 动信号，和V c ：比较得到墨、墨的驱动信号，这样相当于

36、将一个全桥分成两个 半桥电路，还可以用另外一种调制方式是用相位相移1 8 0 。的正弦和同一个载波比 较得到两组驱动信号，与图2 3 所示方法效果相同。这种调制方法相当于两组 S P W M 波的叠加，将电路的等效开关频率翻倍。当能量正向流动时，电路工作 模态如图2 4 所示。 一】7 一 第2 章模块级联型固态变压器主功率拓扑分析 v c 2 V 1 l _ IV 态下= 0 ，( c ) 模态下亿= + 吃； 单极性倍频调制 t 3 中的( a ) ( b ) ( c ) 三种模态交替工作，( a ) ( b ) 两种模 在( t 1 一t 2 ) 时间段，电路如图2 4 中的( d )

37、( e ) ( f ) 三种模态交替工作，( e ) ( f ) 两种模 态下= 0 ，( d ) 模态下= + 吃； 从图中可知每个模块的交流侧可以产生三个电平，详情如表2 1 所示： 表2 - 1 整流级模块开关模态表 开关状态 &岛 墨 叉 吃 l00l 0 l O10 0 1 01 一吃 0ll0 定义开关函数s = 墨一是，其中S i 代表开关管墨的开关状态( 如墨导通，则 一1 8 1 浙江大学硕士学位论文 第2 章模块级联型固态变压器主功率拓扑分析 墨= l ；反之，若S 关断，则S = 0 ) 。 由表2 - 1 可知，交流侧S P W M 波形电压满足以下关系 = ( S 。

38、一墨，) ( 2 - 4 ) 墨一每一奇 吃 叶= 磊_ l ( 纠 = 墨l 三1 扣唪 = + = 荔 扫 岛Ir I 、 V o一 ( 幻 ( b y 口 = I d s 名卒毡s , 4 吝= 焉1K 1 l 1 本岛I (本 _ j I 、 - 1 口 o - ：L 2f 岛1 弋： ；。0 ； ：一 曩i i ； ：1：，l： ；：j ；。：一i ：! 霉2 7 0 ：；：；：二。、， ： ：； 是1 8 0 ! 一= 。：! j ：一；孪：i ：= ! 紧誉鬻9 0 图3 1 0 加入P I 控制器前电压环幅频与相频特性曲线 补偿后的波特图如图3 1 1 ，可以看到加入P I 环

39、节以后，系统的低频增益理 论上无穷大，所以为无静差控制，电压等于给定值，同时以一2 0 d b 穿越，系统幅 频和相频裕量都很足，动态响应有所提高。 F 伸q 帕y ( 怔) 图3 1 1 加入P I 控制器后电压环幅频与相频特性曲线 一3 7 浙江大学硕士学位论文第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 3 2 基于前馈后馈的跟随控制 从上节叙述可知，整流级采用共同占空比控制，只有主模块的电压是受控的， 另外两个模块的电压处于开环状态，电压值依赖于负载的特性，D A B 模块作为 整流模块的负载，并不能保证其负载特性完全相同，所以很有可能导致整流三个 模块的输出电压出现偏差，传输功率也会有所差

40、异。这种电压不均衡和功率的偏 差不仅会限制整个系统的容量，在极端情况下甚至会导致器件电压电流应力过大 而使整个系统崩溃，所以必须解决电压和功率均衡的问题。本节将提出一种基于 前馈后馈的控制策略，从根本上解决高压侧直流母线均压的问题，同时也解决 了各模块均功率的问题。 图3 1 2D A B 控制示意图 图3 1 2 为三个D A B 的控制示意图，这种控制方法的基本思路是：希望通 过闭环控制来使D A B 电路实现类似于理想变压器的功能，即保持D A B 的输入 电压和输出电压成一定比例关系。由于D A B 输入电压即整流级的输出电压，受 整流级电路调制，所以通过跟随的控制方法，D A B 的

41、输出侧电压也会受控；同 时由于D A B 输出侧直流母线并联在一起，通过跟随的控制方法又可以使得三个 D A B 模块各自的输入电压实现均压。三个D A B 模块独立控制，闭环设计互不影 响，移相角调制互不干涉；同时实现输出电压调制和输入电压均压功能，可以保 证各模块均压、均功率传输，不需要额外添加均压环和均功率环，减少了系统闭 环设计的复杂度。 一3 8 时，双向D C D C 变换器的功率反向传输。由于反馈量和传递函数并不随功率传 输方向的改变而改变，所以不管功率如何传输，D A B 均采用同样的控制框图，所 实现的功能也相同，不同的是静态工作点的变化会影响闭环参数，从而影响系统 性能，补

42、偿网络参数需额外考虑。 由图3 1 3 可知，不同于传统的控制方法，这种基于前馈后馈的跟随控制是 将前馈( 输入) 电压和后馈( 输出) 电压同时采样，将二者进行比较，通过闭环 调节保证前馈和后馈信号一致，即保证D A B 输入电压和输出电压成一定比例关 系，或者可以理解为输出电压跟随输入电压，所以定义为基于前馈后馈的跟随 控制。其他两个模块控制框图与图3 1 3 完全相同，只是各自反馈量不同。 如图1 1 0 所示，由于三个D A B 模块输出端并联所以输出电压相等，如果 D A B 使用所提出的控制方法，因为输入电压和输出电压成比例，所以就可保证 D A B 输入电压均衡。同时由于前级整流

43、级主模块的占空比相同，输入侧串联， 所以只要保证D A B 输出电压均衡，就能保证整流级模块均功率，从而D A B 模 块均功率，本节所叙述各个量之间关系均为感性分析，下一节将详细推导闭环设 计过程并从理论上分析各模块的电压和功率关系。 一3 9 3 2 2 D A B 电路模型 为了分析简单，忽略开关管电容的换流过程，将D A B 电路工作过程理想化， 每个周期分成以下四个阶段： 0 圪 乇 之 毛 图3 1 4 理想状态下D A B 工作模态 每个阶段的变压器电压电流关系为： 第一阶段( i o - ) ： 第二阶段( i , - 2 ) ： 第三阶段( i s - f 3 ) ： 第四阶

44、段( 毛- ) ： 0 = 吃。，K = 吃： ：i D + 三兰尊( 乃一妒) ( 3 - 2 0 ) c o l 匕= 一吃。，K = ： 州+ 孥缈 ( 3 2 1 ) 名= 一吃。，圪= 一吃： 毛：之+ 二兰丝尝( 万一妒) ( 3 - 2 2 ) c o L 巧= 吃。，K = 一吃： 一4 0 一 浙江大学硕士学位论文 第3 章模块级联型用态变压器的控制系统 ：毛+ 监掣五9 C O L 其中乇- f 4 为一个开关周期所以稳态情况下： 。o = 由正负周期对称性可知： o = - 2 由式( 3 2 0 ) ( 3 2 3 ) 可得 矗：二! 垒! 二! 垡! ! ：兰垒! ：

45、兰竺 ” 2 c o l ：( 垡! 二! 垡! ! ：至竺垡：三竺 系统传输功率可表达为【”1 ： H “：牟：1 n V , , V , 2 矿D ( 1 - D ) 其开关平均模型如图3 1 5 所示。 ， ( 3 - 2 3 ) ( 3 2 4 ) ( 3 2 5 ) ( 3 2 6 ) 图3 1 5D A B 等效电路 = 鼍笋 p 2 7 ， 之= 鼍泸 ( 3 - 2 8 ) 乞2 兰亏7 二 ( 3 - z 8 ) 以上各式中，变压器匝比，z = P 虬，等效占空比d = t plz ，Z 为开关频率， 圪。和屹：分别为双向D C D C 变换器的输入、输出端直流母线电容电压，

46、L 为电 感( 包括变压器漏感) ，如和民分别为输入和输出阻抗，在此忽略输入阻抗心 兄为后级等效阻抗。 由图3 1 5 和式( 3 2 7 ) ( 3 - 2 8 ) ，可得D A B 小信号模型： 一4 1 浙江大学硕士学位论文 第3 章模块级联型固态变压器的控制系统 1 r _ ll + 乳2 + 乏W 弓_ r ) ()C，吃：C ，、 b 中qI五( I 乳1 图3 1 6D A B 交流小信号等效电路 其中： j 己j 圪L 2 ( 六2 1 玉, k j 。l 2 2 I L - L 2 D ) ，g = n D 2 ( z 1 - 三D ) 饥= 妾= 三js L R C 七1

47、p 2 9 ， 门一立一行圪。( 1 - 2 D ) 一R ，、 其中D = 0 2 ，L = 2 5 p H ，Z = 5 0 k H z 。 3 2 3 D A B 控制闭环设计 由于D A B 的输入端连接了前级整流级，所以在闭环设计时为了便于分析， 认为输入电压吃受D A B 移相角影响较小，则可以将上述控制框图简化为： 图3 1 7 D A B 简化控制框图 加入P I 控制器之前，系统开环传递函数为 G f = 吼k 哎= 击器万1 0 0 2 - 击器( 3 - 3 ) 其波特图如图3 1 8 所示，D A B 系统的传递函数相对简单，补偿前系统虽然 稳定，但是由于低频增益低，所以存在静态误差；同时穿越频率低，动态响应慢， 加入P I 补偿环节可以对现有系统加以校正，提高