基于移相全桥DC_DC变换器充电机的控制策略研究.pdf

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1、目录 1 绪论1 1 1 课题背景与意义1 1 2 充电机国内外研究现状1 1 3 软开关电源的发展3 1 4 课题研究的主要内容4 2 充电机的主电路拓扑及控制方式5 2 1 充电机系统组成5 2 2 充电机主电路拓扑的选择5 2 2 1 非隔离式D c D c 变换器结构特点分析5 2 2 2 隔离式D c D C 变换器结构特点分析7 2 2 3 变换器的分析与选择9 2 3 全桥D C D C 变换器的控制方式1 1 2 4 本章小结1 2 3Z V S 移相全桥D c D C 变换器1 3 3 1Z V S 移相全桥D c D c 变换器的工作原理1 3 3 2 关于Z V S 移相

2、全桥D C D c 变换器的问题1 6 3 2 1 两桥臂的Z V S 实现问题1 6 3 2 2 副边占空比的丢失问题1 8 3 3 采用改进方案的Z V S 移相全桥D c D c 变换器1 9 3 3 1 提高滞后桥臂Z V S 实现能力的方法1 9 3 3 2 减小副边占空比丢失的方法2 2 3 3 3 采用改进方案的主电路拓扑跏2 4 3 4 采用改进方案后的充电机主电路拓扑参数设计2 5 3 5 谐振电感与隔直电容的设计及仿真输出结果2 7 3 5 1 谐振电感与隔直电容的设计2 7 3 5 2 主电路拓扑的仿真结果分析3 1 3 6 本章小结：3 4 4 充电机控制策略的研究3

3、5 4 1 锂离子电池特性及其充电方法3 5 4 2 电池负载的模拟3 6 4 3 移相控制的Z V S 软开关全桥D c D c 变换器充电系统3 7 4 3 1 移相角度处理器的设计3 8 4 3 2 移相角累加模块处理器的设计3 9 西安理工大学硕士学位论文 4 3 3 移相三角波发生器的搭建及驱动波形的产生4 0 4 3 4 充电机系统恒流、恒压控制方式仿真模块搭建4 l 4 4 本章小结4 4 5 仿真结果与分析4 5 5 1 移相控制方式的充电系统闭环仿真4 5 5 2 仿真结果分析4 9 5 3 本章小结5 0 6 总结与展望5 l 6 1 总结5 l 6 2 展望5 1 致谢5

4、 3 参考文献5 5 n 绪论 1 绪论 1 1 课题背景与意义 传统能源，如石油，天然气，煤炭等均为不可再生能源，人类社会除了寻 找新的能源来维持人类文明的发展外1 1 ，另一个重要方式是提高能源的利用效 率。从环境等方面考虑，传统能源如石油、煤炭除利用率比较低外，对环境污 染也非常大。我国是一个典型的“低产出高能耗“ 的能量消耗型国家，提高能 源利用率将会大大减小单位产值的能耗，对我国节能减排具有重大意义。 电动车是新世纪的交通工具，其清洁、高效和可持续利用等优势将逐步取 代城市交通中的传统汽车n 1 。单从环境方面考虑，电动汽车可实现极低排放甚 至零排放，即使考虑为电动车供能的一些火力及

5、核能发电厂的废弃排放，仍能 显著降低空气污染。 随着社会不断发展进步，电能这种清洁能源的使用会越来越广泛。电动汽车 是靠电池作为动力源来驱动汽车的，因此，必须有专门的设备为电池补充能量， 该设备可统称为充电机3 1 。目前，传统的接触式充电电源可分为：相控电源，线 性电源，开关电源。相控电源要求有较大电感量的电抗器及较大容量的滤波电容。 其体积大，笨重，散热通风都很差，效率只有6 0 一8 0 。线性电源，转换效率低， 所需变压器、滤波电容体积也很大。开关电源具有体积小，效率高，抗扰性强， 输出电压范围较大等特点“1 ，但若开关管使用的是硬开关触通方式，开关频率 提高到一定程度，损耗会变得很大

6、，同时电磁干扰也会变得严重，会降低充电机 的效率。对此问题，众学者对软开关技术展开了研究。软开管技术主要解决开 关管工作在高频时开关损耗的问题，也是实现高频高效和小型化的重要手段。 发展和使用电动车，是今后清洁能源发展的必然趋势。随着电力电子技术的 发展，电能这种清洁能源的效率会越来越高。因此，研究如何对电路拓扑加以改 善和控制，使充电机实现节能高效，是一项非常有意义的工作。 1 2 充电机国内外研究现状 充电技术必须迅速发展以保障电动车能源方面的供应5 1 。随着大中型电动车 的逐渐产生与增多，大功率充电站网络的建设将成为电动车发展的一项基本保障 性措施而显得尤为重要。充电机是充电系统的核心

7、设备，在电动车的应用中发挥 着重要的作用。充电机建立了供电电源与蓄电池之间的功率转换接口6 1 。 西安理工大学硕士学位论文 国外对动力电池的及其充电技术研究由来已久，早在9 0 年代美、德等发达国 家已经全部用高频开关电源充电机完成对旧设备的改造。全球金融危机使日本传 统的汽车市场需求低迷，而环保车型却呈现良好发展环境。日本在2 0 0 9 年开始实 施新能源汽车的“绿色税制”，积极推进环保低油耗车型的普及，主要包括清洁 柴油车、纯电动车、混合动力车、天然气车等。日本主要汽车厂家在政府的扶持 下均提出了自己的环保车战略。而美国政府也大力支持新能源汽车的发展，计划 至1 2 0 1 5 年，全

8、国要达至U 1 0 0 万辆混合动力车，今后仍会对电动汽车进行基础设施 建设的投入。欧洲方面：法国政府推广环保汽车最为有力，车主购买大排量的非 环保汽车，要缴纳高达2 6 0 0 欧元的购置税，但在换新能源汽车时可享受2 0 0 1 0 0 0 欧元不等的补贴。英国政府在汽车方面制定了标签制度，使购车者能清楚地认识 到汽车废气的排放量。德国政府则表示，在2 0 2 0 年德国境内的新能源汽车将超过 1 0 0 万辆。早在2 0 0 9 年初德国政府通过的5 0 0 亿欧元的经济刺激计划中，就有大部 分用于电动汽车开发，充电站网络建设和可再生能源的开发。韩国，以色列等一 些次发达国家，也在电动车

9、开发上有所动作1 7 1 。 国外也有许多企业运用人工智能技术、计算机控制技术等，使新的充电机比 传统的功能更加强大可靠，并逐步向智能化充电设备方向发展。该种智能充电设 备可对电池的电流、电压、温度等参数进行实时监测并显示出来，方便充电策略 的指定，更有甚者，这种充电机可以根据电池种类及电池储能情况的不同来智能 设置充电方式：同时，较高的安全性，遇险报警系统使它应用更为广泛。 1 9 6 0 年以前，我国主要充电机为磁饱和式充电机。1 9 6 0 年后大量采用硅整流、 相控整流电源作为充电机。1 9 9 7 年后逐渐采用高频开关电源模块作为充电机。目 前充电机的现状是：磁饱和式充电机已逐渐被淘

10、汰，硅整流、相控整流电源还有 所使用，但已不能满足要求。而拥有体积小、重量轻、效率高、控制精度高等特 点的高频开关电源充电机逐渐取代了原有充电机。目前，电动车使用较多的蓄电 池多为二次电池，如铅酸蓄电池、镍镉电池、镍氢电池以及锂离子电池。锂离子 电池具有比能量高、无记忆效应、自放电率低、电压高等一系列优点，将成为今 后电动车电源的主流电池。 我国国内对电动汽车充电技术的研究在不断发展。在国家“十五”期间，科 技部设立了电动车重大科技专项拨款，共计8 8 亿元，组织高校，企业和科研机 构进行联合研发攻关。确立了以燃料电池汽车( F C E V ) ，混合动力电动汽车 ( H E V ) 、纯电动

11、汽车( B E V ) 车型为“三纵“ ，多能源动总成控制系统、驱动电 机及其控制系统、动力蓄电池及其管理系统三种共性技术为“三横一的“三纵三 横”的研发布局n 1 。电动汽车专项研究经历了7 年多的研发，完成了发达国家多 年的进步，纯电动汽车在某些方面也具有一定的先进水平。上海交大、上海奇瑞 2 绪论 汽车公司、中国汽车技术研究中心等单位在国家“十五”高精尖技术研究计划中， 将对纯电动轿车进行研发。整车研发方面，一汽夏利、天津清源等一些电动车研 发公司共同合作，首次开发出X L 2 0 0 0 系列纯电动汽车。清源公司还与中科院合 作，共同研制成功我国第一辆纯电动中型客车。尽管我国的充电技术

12、研究有了很 大程度的发展，但同国外相比还有很大的差距。 1 3 软开关电源的发展 电力电子技术从上个世纪6 0 年代产生以来，经过4 0 多年的不断蓬勃发展，目 前已获得较大发展。各理论、学科等体系发展已相对完备，被誉为人类社会的“第 二次电子革命“ 。 6 0 年代开始，晶闸管整流器开始出现，由于速度低，仅用于工频与直流的范 围。到了上世纪7 0 年代，高频功率开关器件出现，如功率晶体管、场效应管，使 得D C D C 变换器的开关频率提高J ! U 2 0 k H z 的范围，但其功率非常小。随着开关电源 的普及应用，人们对开关电源提出了更新的要求。电源电压要求逐渐变为精确的 低电压，而电

13、流却要求越来越高。随着科技信息化发展，通信处理速度越来越快， 旧的电源逐渐不能满足新形式的要求。而通信产品往往具有精密简约的特性，这 就要求供电电源也必须具有较小的体积、较轻的重量，也必须保证较高的功率密 度。提高开关频率可以做到这一点，但对于常规D C D c 变换器，一味的提高开关 频率会导致一个负面问题开关损耗与开关噪声。这是因为开关管不是理想的 功率器件，在硬开关开通与关断中，会产生电流与电压的交叉叠加，即开关管同 时存在电压与电流，引起开关损耗，频率越高损耗越大效率越低。且为解决开关 管发热问题，散热器不可或缺，且随着开关频率的提高散热器的体积会越来越大， 与开关电源小型化的初衷相悖

14、。 H” 二跹二 古 。 !) ! 竺 ! 与 图1 - 1 硬开关与软开关的开关过程 F i g 1 lS w i t c h i n gp r o c e s so fh a r ds w i t c h i n ga n ds o f ts w i t c h i n g 为解决高频开关损耗大的问题，国内外众多电力电子专家在多年工作中， 提出了采用软开关技术。软开关技术包括零电压开关( Z V S ) 技术与零电流开关 ( Z C S ) 技术，是利用电容电感等储能原件对开关管的开通关断波形进行整形， 3 西安理工大学硕士学位论文 使开关管在零电压或零电流状态下转换开关状态，开关损耗在理

15、论上为零。软 开关技术也使得开关管能工作于更高的频率下，减少噪音、电磁干扰与输出波 形的谐波成分。典型的硬开关与软开关开关过程如下图所示。 直流电源的软开关技术基于谐振变换器，经过不断改进逐步趋于完善发展。 上世纪7 0 年代最先出现了全谐振型变换器。8 0 年代中期，零电压、零电流P W M 变换器出现，继而准谐振变换器与多谐振变换器应用于单管变换器中。9 0 年代 中期，Z V S P i e d 变换器与Z C S - P I 聊d 变换器被提出，多应用于中大功率场合1 。 上世纪9 0 年代至今，中国电源产业除以前的电子工业系统外，其他行业如邮电、 机械、铁路、军工等系统都有电源的研发

16、和生产。大量民营企业涌现，遍布全 国各地，甚至有超过1 0 亿元的大型电源企业。在这个发展阶段中出现了全控型 功率器件，并且极大地促进了电力电子技术的发展。M O S F E T 管的出现，使开关 频率直上l O O k H z ，可通过并联方法实现较大电流的输出：G T O 取代了晶闸管， 不再使用强迫的方式换流，大大简化了兆瓦级逆变电源的设计；I G B T 结合了M O S 管与B J T ，是一种复合型功率管，其工作频率可与G T R 媲美。近年来，软开关 电源除了为传统通信电子等行业提供小功率电源外，更多大功率场合也有了软 开关电源的应用，不但提高了电源的工作频率，减小了体积，电源的

17、效率也在 逐渐提高。今后，我国软开关电源的发展空间将更为广阔，前景可观。 1 4 课题研究的主要内容 本次设计对象为锂离子电池的充电机。除了实现小型化，更重要的目标是 提高充电机的效率，设计功率为3 k W 。采用高频开关电源作为充电电源，其中 包括开关电源拓扑结构选择与设计，针对锂离子电池特性的控制策略进行研究。 本课题所做的具体工作内容如下： ( 1 ) 分析常用非隔离式、隔离式D c D C 变换器基本工作原理、应用场合等， 根据指标要求选择一种变换器作为充电主电路拓扑。 ( 2 ) 深入分析研究Z V S 软开关移相全桥D C D c 变换器基本原理，对其在使用 中容易出现的问题进行分

18、析：为提高充电机效率，采用改进的方法折中 讨论软开关实现与副边占空比丢失问题。 ( 3 ) 对充电机主电路软开关Z V S 移相全桥D c D c 变换器电路拓扑进行参 数设计与仿真验证，主要包括高频变压器设计、输出滤波电感电容设计、 谐振电感电容设计等。 ( 4 ) 对充电机控制部分进行研究。主要包括：锂离子电池特性及充电方法， 移相发生器模块的仿真搭建，充电控制模块仿真搭建。 ( 5 ) 对整体系统进行仿真验证，并对结果进行分析。 4 充电机的主电路拓扑及控制方式 2 充电机的主电路拓扑及控制方式 充电机系统需要有一个稳定工作的主电路拓扑，主电路也需要一个稳定的控 制方法。本章主要从充电机

19、的主电路拓扑选择以及控制方式两个方面进行研究， 分析各常用D C D c 变换器及其对应的常用控制方式，最终确定一个适合电池负载 的电路拓扑及控制方式，以实现充电机节能高效的目的。 2 1 充电机系统组成 课题对地面充电站的充电机进行设计，设计功率为3 k W ，负载对象为多组并 联的锂离子电池串联组。目前，电动车多用于火车站，游乐园，大型场馆、自然 保护区及特殊的电动车公交线路等一些较大的区域性公共场所，这些场所内都建 设有电动车的充电机设备，类似内燃机车的“加油站“ 。设计的充电机总体系统 框图如下所示。 图2 - 1 充电机系统结构框图 F i g 2 lC h a r g e rs y

20、 s t e ms t r u c u r ed i a g r a m 其中，充电机核心部分为D C D C 变换器以及其控制部分。 2 2 充电机主电路拓扑的选择 2 2 1 非隔离式D C D C 变换器结构特点分析 常用的非隔离式D C D c 斩波电路变换器主要有B u c k 变换器，B o o s t 变换器， B u c k - B o o s t 变换器，C u k 变换器，S e p i c 变换器，Z e t a 变换器 J o l 。其原理图如 图2 - 2 所示。 西安理工大学硕士学位论文 B u c k 变换器为降压型变换器，其输入输出为同极性，且输入电流脉动较大，

21、 输出电流脉动较小，输出电压小于输入电压。输出电压的大小可通过控制开关管 的导通时间即占空比来控制。 B u c k 变换器输入输出关系为：U 。= a u ( a 为占空比) B o o s t 变换器为升压型变换器，其输入输出为同极性，且输入电流脉动较小， 输出电流脉动较大。通过控制开关管的导通时间即占空比来控制负载端电压的大 小。 一 1 B o o s t 变换器输入输出关系为：U 。= - L ( a 为占空比) I U B u c k - B o o s t 变换器为升降压型变换器，其输入输出为相反极性，输入输出 电流脉动都较大。可以通过控制开关管的导通时间即占空比来控制电感L 的

22、储 能，进一步控制负载端电压的大小。 咖掣。十 1 一 I ； 厂 嘲U i n ：I ( a ) B u c k 斩波电路 ( C ) B u c k - B o o s t 斩波电路 h j - 卜u 廿 6 十卜似 ( d ) C u k 斩波电路 O e l U ( e ) S e p i c 斩波电路( f ) Z e t a 斩波电路 图2 - 2 常用非隔离式D c D c 斩波变换电路 F i g 2 2C o m m o nn o n i s o l a t e dD C | D Cc o n v e r s i o nc i r c u i tc h o p p e r B

23、 u c k B o o s t 变换器输入输出关系为：U 。= l L 乩 ( 口为占空比) I U C u k 变换器能升压也能降压，其输入输出为相反极性，输入输出电流脉动都 较小。与B u c k B o o s t 变换器相比，C u k 斩波电路的输入电流和输出电流都是连 续的且脉动很小，有利于对输入输出进行滤波，一般常用于对纹波要求较高的反 向性开关稳压器。 C u k 变换器输入输出关系为：u 。= L ( 口为占空比) l q S e p i c 变换器也能实现升压降压，其输入输出极性相同。S e p i c 电路输入输 出电流均连续，有利于输入输出滤波。 S e p i c

24、变换器输入输出关系为：u 。= L ( 口为占空比) I U Z e t a 变换器也能实现升降压，其输入与输出极性仍相同。Z e t a 斩波电路也 称双S e p i c 斩波电路。Z e t a 变换器的输入输出电流均是断续的。 Z e t a 变换器输入输出关系为：u 。= L ( 口为占空比) 2 2 2 隔离式D C D C 变换器结构特点分析 在非隔离式变换器的基础上，电路拓扑中加入变压器即变成隔离式变换器。 变压器有两个重要作用，一是改变输入输出的电压比，调节输出电压的大小；另 一个是起到电气隔离的作用，将输入与输出隔离开，防止高频干扰或者对控制器 的干扰。常用隔离式D C D

25、 C 变换器拓扑有正激变换器、反激变换器、推挽变 换器、半桥变换器、全桥变换器等。其电路拓扑如图2 - 3 所示。 ( a ) 正激变换器 H ，j I ：百州 u h 宁c i 了I 【_ _ ( c ) 推挽变换器 r T _ 了 I 吐毒m a 千 一 气一r + 下 嘶L ：r 1 斗。牛审一卜_ ：rL 卜# J 。宁0 “ 畸叫。L - ( d ) 半桥变换器 7 西安理工大学硕士学位论文 C h - 一 + 一 L 一D I m 壁l 二工哩：工 一 一 T， j - 广1r 叶，r 。_ t 嘶o 衄；。牟j H ：_ j | | 二L 叫c 丰j “ 一L - ，瑚 竺 i

26、一一 o ( e ) 全桥变换器 图2 - 3 常用隔离式D C D C 变换器 F i g 2 - 3C o m m o nI s o l a t e dD C D CC o n v e r t e r 正激变换器较为简单可靠，输出电压的瞬态控制特性相对来说较好，电源负 载能力相对来说比较强。当开关管Q 导通，变压器向副边传输能量，电感L 被充 电，负载被供电：当开关管Q 关断，变压器停止向副边输送能量，此时电感L 的 储能通过二极管D 2 向负载续流。正激变换器电压与电流的输出特性相对反激变 换器要好很多，但是比反激变换器要多用一个大的储能滤波电感及一个续流二极 管，相同功率下体积比较大：

27、其变压器初级线圈产生的反电动势电压比反激变换 器产生的反电动势电压高。其工作点仅处于磁化曲线平面的第一象限，变压器利 用率比较低。在应用环境比较恶劣、对电源体积与效率要求不高的场合，正激变 换器比较适用，常用于数百瓦至千瓦的中小功率开关电源中 反激变换器也比较简单。当开关管Q 导通，变压器通过副边向负载供电。当 开关管Q 关断，变压器中的储存能量通过二极管D 继续向负载续流，但电流很小。 其适用元器件很少，成本较低，体积较小，相对正激变换器来说电源输出受占空 比的调制幅度要高。但其电压电流的输出特性比正激变换器的要差，瞬态控制特 性也比较差，变压器原边与副边线圈漏感比较大，效率低。由于其变压器

28、与正激 变换器类似，也仅出于磁化曲线平面的第一象限，开关器件承受较大的峰值电流， 变压器利用率不高。多用于小功率、多路输出场合。 推挽变换器采用了两个开关管，开关管Q 1 与Q 2 互补导通并有死区时间。当 Q 1 导通Q 2 关断时，变压器副边通过二极管D 4 向负载供电；当Q 1 关断Q 2 导通 时，变压器副边通过二极管D 3 向负载供电。推挽变换器为双向激磁，输出电压 特性好，输出电流瞬态响应速度很高，电压利用率高，开关管通态损耗较小，电 路驱动比较简单。但若两个驱动不完全对称或平衡时，容易出现直流偏磁，磁芯 容易饱和导致变压器励磁电流过大，容易损坏开关管；此外，两个开关器件需要 很高

29、的耐压值。所以推挽变换器适用于大功率低压大电流的场合。 半桥变换器也采用了两个开关管，两个开关管Q l 与Q 2 互补导通并留有死去 时间。当开关管Q l 导通Q 2 关断时，变压器副边通过二极管D 4 向负载供电；当 Q l 关断Q 2 导通时，变压器副边通过二极管D 3 向负载供电。半桥变换器是双向 8 励磁，也没有偏磁问题，利用率较高，开关管的耐压值比较低，输出功率较大， 且变压器原边线圈只有一个绕组，线圈绕制方便一些。但半桥变换器电源利用率 比较低，会出现半导通区，损耗大；相对全桥电路，其开关器件电流等级要大一 些。常用于数百瓦至数千瓦的开关电源中。 全桥变换器采用了4 个开关管，呈“

30、H “ 桥型。两对角线上的两组开关管互 补导通并留有死区时间。开关管Q 1 、Q 4 导通Q 2 、Q 3 关断时，变压器副边通过导 通二极管D 6 向负载供电；开关管Q 2 、Q 3 导通Q 1 、Q 4 关断时，变压器副边通过 二极管D 5 向负载供电。全桥变换器输出功率很大，效率很高，开关管耐压值很 低，变压器也只需一个绕组，减少绕制成本。相对推挽变换器，全桥变换器对电 源的利用率稍低，而且也会出现半导通区，损耗稍大；此外，因为使用开关管较 多，电路成本比较高，控制比较复杂。使用相同电压电流容量的开关器件时，全 桥变换器输出功率最大，常用于中大功率场合。 2 2 3 变换器的分析与选择

31、按有无变压器来分类，常用D C D C 变换器可分为非隔离式与隔离式变换器； 按变换器中的开关管数量来分类，可分为单管、双管、多管类变换器1 1 2 | 。常用 D C D C 变换器的比较如表2 - 1 所示。 表2 1 常用D C D C 变换器的比较 a b 2 - 1C o m p a r i s o no fc o m m o nD C D CC o n v e r t e r 电路拓扑V i n ( d c ) V输入、输出是 典型效率( )相对成本 否隔离 B u c k 5 - 4 0 无 8 01 0 B o o s t 5 4 0无8 81 0 B u c k B o o

32、s t5 4 0 无 8 81 0 正激式电路 5 - 5 0 0 有 8 51 4 反激式电路5 - 5 0 0有9 01 2 推挽式电路 5 0 1 0 0 0 有 9 02 O 半桥电路5 0 一1 0 0 0有9 02 2 全桥电路5 0 - 1 0 0 0有8 82 5 由于充电机功率比较大，出于安全考虑，需要将输入输出进行电气隔离，非 隔离式D C D c 变换器除了不能电气隔离，其输出功率也相对较小，所以不予采用。 本次设计中采用隔离式D C D C 变换器。 9 西安理工大学硕士学位论文 从上节隔离式D C D C 变换器分析中，可知正激与反激变换器均属于单端输入 式变换器，其

33、输出功率较小；且变压器磁芯磁通曲线工作于第一象限，易发生磁 芯饱和，导致变压器励磁电流激增，损坏开关管。所以正激与反激变换器多用于 小功率场合。 推挽变换器输出的功率相对正激反激变换器较大，但输出大功率同时每个开 关管都要承受两倍的输入电压，这就要求开关管有较高的耐压能力；此外，推挽 变换器中变压器利用率比较低，容易出现偏磁。所以推挽变换器多用于低压大电 流的开关电源中。 半桥变换器中，两个串联电容并联两个串联的开关管，电容的容量与耐压都 相同，可起到均压作用；两开关管交替互补导通和关断，变压器原边产生大小为 输入电压一半的高压开关脉冲，向变压器副边转换能量，向负载供电。相对全桥 变换器相对成

34、本较低，且具有良好的抗不平衡能力，能有效防止偏磁。 全桥变换器原理与半桥变换器类似，主电路采用了四个开关管，结构稍显复 杂，成本高。但开关管电压应力小，输出功率较大，更重要的是，可以利用四个 功率开关管的寄生电容或者并联很小的电容与变压器漏感实现软开关。且变压器 副边可根据需求设计整流电路 t s l 。 常用副边不控整流电路有全波整流，全桥整流，倍流整流 1 4 1 。 1 0 _ ；符l 平脚车 _ c 牟 幸丰T 左 z 匕 ( a ) 副边为全波整流电路 。 ( b ) 副边为全桥整流电路 悼c 丁1 土m U ( c ) 副边为倍流整流电路 图2 4 变压器副边的全波、全桥、倍流整流

35、电路 F i g 2 _ 4F u l l w a v e 、f u l l b r i d g e 、C u r r e n tD o u b l er e c t i f i e rc i r c u i to f t h es e c o n d a r ys i d eo ft r a n s f o r m e r 充电机的主电路拓扑及控制方式 全波整流同全桥整流电路相比，副边只有两只整流二极管。交流电的两个半 波通过两只整流二极管被利用起来，使整流器整体提高了效率：但是全波整流电 路需要对变压器中心进行抽头，应用在大电流情况时，制作难度很大。全桥整流 电路中包含四个整流二极管，其电

36、压应力为变压器副边电压，电流应力为负载的 电流，二极管相对损耗较大，适用于高压小电流场合。倍流整流电路有两个二极 管，数量比较少，变压器不用做中心抽头，结构相对简单。但需要两个滤波电感， 只适合于功率损耗分部耗散 1 4 3 。 综合上述列表与分析，结合充电机功率需要，选择全桥变换器。因锂电池本 身电压较高，即使放电比较充分，单节锂电池仍至少有2 6 - 2 7 V 电压，充满电 时，单节锂电池有4 2 V 电压；加上串联多节锂电池，充电时需要克服电池本身 的反向电动势，这就要求电路输出电压相对比较高。所以副边选择全桥整流电路。 2 3 全桥D C D C 变换器的控制方式 常用全桥D c D

37、 c 变换器的P w M 控制方式主要有：有限双极性控制方式、对称 双极性方式、不对称双极性控制方式、移相控制方式。开关管Q 1 与Q 4 、Q 2 与 Q 3 为对角线上的两组开关管，触发脉冲如图2 - 5 所示。 有限双极性控制：为实现软开关，Q 1 、Q 3 不增加导通时间，Q 2 、Q 4 增加导 通时间，在控制方式上对双极性控制有所改动。 Tr 0 1 白口刚口口 Q ，l口 。 Q 3l 二= ； TT qF 皿 0 皿 Q 2 l口 ， Q 2I 二二 ， ( a ) 对称双极性控制( b ) 不对称双极性控制 o b 口， t 口 ： 掣b 口 t 卫： Q - b 口， t

38、口 ： 以口口， 1口 ， 图2 - 5 常用D c D c 全桥P 删控制方式 F i g 2 5C o m m o nD C D Cf u l lb r i d g eP W M c o n t r o lm o d e 西安理工大学硕士学位论文 对称双极性控制：开关管Q 1 和Q 4 、Q 2 和Q 3 同时开通或关断，开通周期不 超过半个开关周期，即导通角小于1 8 0 。，留有死区时间。通过调节脉宽来调节 输出电压，一般工作在硬开关状态，常用缓冲电路吸收电压尖峰。 不对称双极性控制：Q 1 和Q 4 、Q 2 和Q 3 同时开通和关断，且Q 1 、Q 4 与Q 2 、 Q 3 的开通

39、和关断是互补的。开关管正负半周时间不一致。 移相控制：移相控制是谐振变换技术与P W M 技术的结合。Q 1 、Q 3 组成的超 前桥臂的驱动信号领先于Q 4 、Q 2 组成的滞后桥臂。移相工作原理为：同一桥臂。 的两个开关管触发脉冲呈1 8 0 。互补导通，不同桥臂上的导通开关管导通时间相 差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节开关管驱动脉冲的宽度， 来调节输出的电压1 “ “盯。 目前，开关管频率越来越高，为了降低开关损耗，从而提高电源效率，必须 从技术方面入手，解决开关损耗这一问题，而软开关技术则提供了理论的依据。 采用全桥D C D C 变换器拓扑，除了实现输出功率较大外，对

40、移相控制与软开关的 实现也提供帮助。Z V S 移相全桥D C D C 变换电路是在传统的P W M 全桥变换电路基 础上产生的，在控制方式上有所改进，综合了软开关技术与P W M 技术的优点“0 它利用变压器的漏感或原边串联的谐振电感与功率管的寄生电容或外接并联电 容来实现谐振，谐振过程中对开关管零电压开关，通过调节移相角的大小来调节 输出电压。课题中主电路拓扑最终选用了Z V S 移相全桥D C D c 变换器，对其进行 研究设计实现软开关。， 2 4 本章小结 本章介绍了充电机系统的框图，对比分析了常用非隔离式与隔离式D c D C 变 换器的特点：从充电机的功率以及安全性上考虑，选择隔

41、离式全桥D c D c 变换器； 从提高效率角度来说，需要采用软开关技术，变换器中的变压器漏感与开关管的 寄生电容或开关管并联的小电容可用来实现谐振，可充分利用元器件；此外，针 对负载对象串联锂电池组电压比较高的特点，对比分析了变压器副边全波、全桥、 倍流三种整流电路：分析了常用全桥D C D C 变换器的四种控制方式。最终主电路 拓扑选择了全桥D c D C 变换器，变压器副边采用二极管全桥整流；采用移相控制 方式驱动开关管。 1 2 Z V S 移相令桥D C D C 变换器 3Z V S 移相全桥D C D C 变换器 每一个电路拓扑都有其优点与缺点。课题选用了Z V S 移相全桥D C

42、 D C 变换 器作为充电机的主电路拓扑，就需要深入研究该拓扑工作原理，深入剖析该拓 扑可能产生的问题以及解决方法，并对电路做出适当改进，然后对主电路拓扑 中些主要参数进行设计。 3 1Z V S 移相全桥D C D C 变换器的工作原理 Z V S 移相全桥D C D C 变换电路是在传统的P W M 全桥变换电路基础上产生的， 综合了软开关技术与P W M 技术的优点。它利用变压器原边的漏感和功率管的寄 Q lb 一- b埘a Q 址 1 f 一D g 2 + TD R I2：D R 2 U a V 瞅 C = 尺。V i I l l f 址 Q 3 讣，曩I ) 4 “L D R 3 ：

43、D R 42 一车丰“ 2 卜J 一卜一 图3 1 移相全桥Z V SD c D c 变换器主电路拓扑 F i g 3 - 1M a i nc i r c u i tt o p o l o g y , o fP h a s eS h i f tF u l lB r i d g eZ V SD C D CC o n v e n e r 倒Ii I 亡I 吐II盟I I l I 亡I 苴II扫| IIIIIIII III ：I l I I ：l ：l Q 4 III Q 2 、 IIlI I I 厂： 1 弋；I I l ， 。11 I I I 7 F I I I I k iU yi 、I ；II

44、I 、ij IIII 入疏黝；黝 IIl “t t“ III “t 图3 2 移相全桥Z V SD C D C 电路拓扑主要波形 F i g 3 2M a i nw a v eo f P h a s eS h i f tF u ll B r i d g eZ V SD C D Ct o p o l o g y ： ：I：。 西安理工大学硕士学位论文 生电容或外接并联电容来实现零电压开关。Z V S 移相全桥变换器的开关管 Q 1 、Q 3 组成超前桥臂，Q 2 、Q 4 组成滞后桥臂，每个桥臂的两个功率管触发脉冲 均呈1 8 0 。互补导通，并留有死区时间。不同桥臂开关管导通相差一个相位， 通

45、过调节该相位的大小来调节输出电压“盯1 1 9 1 ，该相位即移相角。其电路拓扑如 图3 - 1 所示。其电路拓扑主要波形如图3 - 2 所示。 其中，V - 为主电路拓扑中a 、b 两点之间的电压；i 。为变压器的原边电流； V 二为整流桥两端输出电压；L 。为变压器原边漏感。由于变压器原边也存在漏 感，滞后桥臂关断时，如果不使电流减小到零，也只能实现Z V S 。实现的方法 是在开关管两端并联电容。分析该电路拓扑工作原理之前，先做一些假设如下： ( 1 ) 所有开关器件及电路元器件均为理想器件。 ( 2 ) 一些特殊情况，如变压器漏感，需要指定。 ( 3 ) 输出的滤波电感L ，远大于变压

46、器漏感L 即L ， L l 。 ( 4 ) 与开关管并联的电容C 1 、C 2 、C 3 、C 4 ，其中C 1 ：C 3 ，C 2 = C 4 。 Z V S 移相全桥电路在主开关管工作的半个周期中，经历6 个开关状态伽儿2 ， 如图3 - 3 所示。 1 4 ( a ) t o 时刻电流流动情况( b ) t o 丢C f 瑶+ 丢G 吆+ 丢吆：c , C + 丢岛吆 ( i = 1 e a d ，l a g ) ( 3 1 ) 式3 1 中，C 豫为变压器原边寄生电容，。C ；为各个开关管寄生电容与并联电容 的和。 a 超前桥臂Z V S 的实现 开关管Q 1 、Q 3 构成超前桥臂。在超前桥臂开关过程中，变压器漏感L