《单相正弦波逆变电源设计论文.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《单相正弦波逆变电源设计论文.doc（22页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、单相正弦波逆变电源设计19-1 常规思路的单相正弦波逆变电源设计两年一度的的全国大学生电子设计竞赛的间歇年“双年”，比较积极的省份开展省内高校的大学生电子设计竞赛。省的高校的一个自拟课题很具有代表性，这就是本章要详尽叙述的“单相正弦波逆变电源”。从试题特征看，这个自拟题目与2005年的竞赛试题的（G题）“三相正弦波逆变电源”非常相像。全国大学生电子设计竞赛试题中电动小车的相关试题就连续出了两次，似乎竞赛组委会对电动小车意犹未尽，让试题内容进一步升华。作者除了以单相正弦波逆变电源为题提出解决方案，为今后的电子设计竞赛作技术和设计思路的准备外，还有更深刻的意图，这就是让读者了解并能够通过本书获得
2、“单相正弦波逆变电源”的设计思路与能力，为日后从事技术工作打下一个良好的基础其原意就是如果用户非要将50Hz交流电供电的设备搬到汽车或只能是直流供电的场合，直流电源与用电设备的电源的匹配只能通过逆变电源实现，而逆变电源的输出电压波形的正弦化和输出电压有效值的稳定则是衡量这种逆变器的指标之一；不仅如此，对于不间断供电电源（UPS）的直流电转化为交流电的唯一手段就是采用逆变器。综上所述，本章设计的内容不仅仅是单相正弦波逆变电源，也是不将断供电电源的基本构成。如果将来电子设计竞赛有这类试题，读者可以参考本章涉及的设计思路与设计做作方法尽快并较好的完成试题，取得较好的成绩；如果这类试题永远不会出现，本
3、章的设计思路与设计方法也会对从事于车载逆变电源设计的读者有借鉴意义，也可能对读过这部分内容的应届毕业生的求职有帮助。不管以上的那先内容实现，作者的努力都会对社会做出点滴贡献，这将是最大的希望。19-2 基本性能要求单相正弦波逆变电源的基本性能要求如下：输入电压：12V（914.4V）或24V（1828.8V），即汽车蓄电池电压等级，多数为12V，其原因是轿车的蓄电次电压等级多为12V；输出电压：220V/50Hz，交流电，最好是正弦交流电压；输出功率：一般为150W以上；绝缘等级：输入输出之间，正弦交流电1500V有效值/50Hz，持续至少一分钟。如果仅仅是为了竞赛，输出电压和输出功率可以打折
4、。即输出电压为36V/50Hz，正弦交流电，输出功率50100W。输入输出之间绝缘即可。按照实用与竞赛的指标不同可以采用两种不同的设计思路，也可以采取相同的模块化设计，仅仅需要改变相关元件参数。由于控制电路具有共同特点，因此，在本章中采用个电路单元模块化设计的方式，以适应不同的需求。19-3 解决方案的基本思路19-3-1 方波50HZ逆变逆变器的最简单的实现方式是方波逆变器，方波逆变器的原理框图如图19-1。图19-1 方波逆变器的原理框图这种电路的最大特点就是简单、容易实现。其最典型的应用如小功率（1kW以下的）后备式不间断供电电源和简易逆变器。对于整流器负载，如电脑、显示器以及其它带有开
5、关电源的各种电子设备，对电源电压波形要求非常宽松，方波逆变器是可以胜任的。然而，尽管方波逆变器电路简单，随着对逆变电源性能的要求的不断提高，方波逆变电源在大多数场合的应用中被淘汰，仅仅在非常低级的应用中才得以见到。因此，正弦波逆变器是一个逆变器的必然趋势。19-3-2 采用50Hz正弦波逆变经过50Hz变压器升压与绝缘，得到所需要的220V/50Hz的正弦交流电。电路如图19-2。图19-2 50Hz正弦波逆变原理框图从图中可以看到，逆变器的主电路与方波逆变器完全一样，所不同的是开关管的驱动信号由50Hz方波变为50Hz的十倍甚至数十倍的正弦化脉冲宽度调制脉冲串，如果将这个脉冲串“平滑”后，可
6、以获得“正弦波”连续变化的波形。这种方法的最大优点是整个功率变换过程中仅仅有一次逆变过程，因此，电路简单效率也可以很高。逆变器采用正弦化脉冲宽度调制（SPWM），5002000Hz的调制频率不仅大大地增加了变压器的“铁耗”，而且由于开关频率明显高于50Hz的应开关的作用，使变压器的漏感中的储能以每秒5002000次的交换而产生可观的开关损耗，致使开关管急剧发热，因此，这是一种不可取的解决方案。此方案不可取的第二个原因是50Hz变压器和滤波器过于笨重。19-3-3 多重50Hz矩形波逆变组合的解决方案改造50Hz方波逆变器输出波形的另一个方法是采用多重化技术，即将多个方波逆变器的输出电压错开一定
7、的相位后叠加，可以得到近似正弦波电压，以满足要求，由于电路相对负载，目前这项技术在中低功率的逆变器中已不再应用，而仅仅在高功率的逆变其中还有应用。多重50Hz矩形波逆变组合的原理框图如图19-3，多重50Hz矩形波逆变组合的输出电压波形图如图19-4。图19-3 多重50Hz矩形波逆变组合的原理框图图19-4 多重50Hz矩形波逆变组合的输出电压波形图从图中可以看到，经过多重化叠加后，输出电压波形为多阶梯的阶梯波，已经近似于正弦波，只要经过简单的滤波就可以得到比较完美的正弦波输出电压。由于在叠加过程中各功率单元之间的输出功率有部分相互抵消的现象，因此，每个单元的输出功率的容量约为总输出功率容量
8、的四分之一到五分之一，而不是六分之一。图19-3电路的各元件参数为：开关管：Q1Q12选用IRF530；旁路电容器：选用1000F/25V铝电解电容器+2.2F陶瓷贴片电容器；变压器：贴心规格EI1933mm，初级100匝2，线径1.0mm，QZ2高强度漆包线，次级，400匝，线径0.76mm，QZ2高强度漆包线。控制电路可以采用带有推拉输出级的SG3525A，外接同步信号的方法，同步信号由多谐振荡器经过18分频，将18个分频信号中的第1、2、3、4、5、6的输出作为逆变器1、2、3、4、5、6控制电路的SG3525A的同步信号。在实际电路的实现时，可能会发现，18分频的电路比较麻烦，因此，作
9、者提出将分频器的时钟反相，分别送到两个十进制计数器CD4017，选用其Q0、Q1、Q2作为后面的SG3525A的同步时钟，从而获得到适当相移的同步时钟。由于50Hz频率比较低，如果仅仅采用施密特触发器构成多谐振荡器，可能所需要的阻、容参数比较大不好实现，因此，选择用带有振荡器的分频器CD4060作为CD4017的时钟发生电路，并用反相器将这个时钟反相后作为另一个CD4017的时钟。电路如图19-5。图19-5 控制电路图中，CT、RT、RD、C2、C3、C4分别为0.1F、110k、470、0.1F、0.1F、0.1F。其中CT应该选择温度系数低的介质材料的电容器，如C0G介质的陶瓷电容器、聚
10、酯电容器、聚丙烯电容器等，就是不能用X7R、V5Z、Y5U等温度系数大的电容器。由DC4060、CD40106构成的时钟信号频率应略高于SG3525A定时电路的频率。我们还可以看到，这种电路形式在实际应用中还是比较复杂的，除非对直-交-直-交功率变换形式没有把握，否则就应该采用直-交-直-交功率变换形式。19-3-4 直-交-直-交功率变换形式由于高频开关变换技术的成熟和廉价化。现在，逆变器的主要电路形式已经准变为直-交-直-交功率变换形式。即先将直流电转化为高频交流电，以利于减小变压器的体积；经过变压器的电压转换和隔离，从而获得到所需要的电压等级和隔离要求；由于输出要求是50Hz正弦交流电，
11、需要将高频交流电转化为50Hz交流电，所以通常的方法是将高频交流电整流成直流电；再利用50Hz逆变技术将直流电转换为所需要的50Hz正弦交流电。直-交-直-交功率变换形式的原理框图如图19-6。图19-6 直-交-直-交功率变换形式的原理框图从图中看到似乎这种解决方案过于复杂，但是由于每个功能单元的体积与成本均很低，而且技术成熟、效率非常高，这种解决方案最终还是最佳的。19-4 高频逆变电路与控制电路设计由于车载逆变器的输入电压仅仅为12V或24V，因此，高频逆变电路通常选择推挽式逆变电路，其优点是电路中所有的开关管的驱动信号均以输入电压负端（GND）为参考电位很容易与控制电路兼容，驱动信号不
12、需要电位转移，可以直接驱动，简化电路。推挽式逆变器如图19-7。图19-7 高频逆变电路原理框图从电路结构看图19-7电路与图19-1的50Hz方波逆变器是一样的，但是由于工作频率的不同，高频逆变器的工作频率远远高于50Hz方波逆变器，一般要达到50kHz甚至更高。这样隔离变压器的体积将大大减小，有利于整个电路体积的减小。控制电路选用SG3525A，高频逆变器的整个电路如图19-8。图19-8 高频逆变电路完整电路部分电路图19-4-1 控制方式控制方式决定了逆变器的工作性能，从效率角度考虑，逆变器应工作在“100%”占空比工作状态，这样，不仅实现了开关管的“零电压”开关，而且电路中的所有期间
13、均得到最有效的利用。其原理为：（1） 自然零电压开关隔离变换器的100%占空比控制方式的特点是固有的零电压开关特性。可以通过分析电路的工作过程证实这个结论。在开关管关断过程中，由于开关管的漏-源极间的寄生电容，使开关管的漏-源极电压不能立即上升，而是在变压器漏感电流（开关管导通是电流值）对这两个寄生电容器充/放电，如图19-9。图19-9 开关管Q1关断过程的等效电路其中图19-19（a）是桥式变换器主电路相关部分，即全桥变换器与半桥变换器共有的部分；图19-19（b）为开关管Q1导通时的等效电路，输出电流从直流母线正端经Q1、变压器漏感LS流入变压器初级，电流幅值IO；图19-19（c）为开
14、关管关断时的等效电路，这时输出电流分别从直流母线的正端经开关管Q1的寄生电容器CQ1流入变压器的漏感LS，对CQ1充电，与此同时，还有一路电流从直流母线的负端经开关管Q2的寄生电容CQ2流入变压器的漏感LS，对CQ2放电，这两个电流之和为输出电流如果开关管的关断速度快于开关管寄生电容的充电速度，则开关管就可以在低开关损耗甚至是“零”开关损耗下关断，大大的降低了开关管的关断损耗。如图19-10。图19-10 开关管Q1关断时的漏-源电压和电流波形当开关管Q1的漏-源极电压达到直流母线电压值时，开关管Q2的寄生二极管导通续流，让变压器漏感的电流达到通路，等效电路如图19-11。图19-11 Q2的
15、寄生二极管导通续流的等效电路在这个过程中变压器漏感的储能向直流母线释放，变压器漏感电流下降。 （8-1）如果在变压器漏感电流下降到零前让开关管Q2开通，由于变压器漏感电流的存在，开关管Q2的寄生二极管导通续流，开关管实际上仅承受一个二极管导通电压降的反向电压，这样，如果忽略二极管的导通电压降，开关管Q2实际上在“零电压”下开通，实现零电压开关。开关管Q2开通时的等效电路如图19-12。图19-12 开关管Q2开通时的等效电路当变压器漏感电流反向前，开关管是反向导通或寄生二极管导通，等效电路如图19-12（a）；当变压器漏感电流下降到零，由于变压器上已经施加了反向电压，因此，变压器电流翻转，这时
16、的开关管Q2开始正向导通，等效电路如图19-12（b）。开关管Q2开通过程的电压和电流波形如图19-13。图19-13 开关管Q2开通过程的电压和电流波形图中的vDF、von分别为开关管的寄生二极管的导通电压、开关管的正向导通电压。从图中还可以看到，开关管的开通是在开关管的寄生二极管导通续流状态，这是的开关管仅仅承受二极管导通电压的反向电压，因而可以称为零电压开通。通过以上分析可知，100%占空比的隔离型变换器不仅可以有效的降低电路中各元器件的导通损耗，同时由于固有的零电压开关特性是开关损耗降低到最低。因而这种变换器的效率在隔离型变换器中是最高的。（2） 实现零电压开关的要点100%占空比的隔
17、离型变换器实现零电压开关的要点是，开关管的关断损耗的降低要求开关管应具有尽可能快地关断速度，以保证电流下降时间明显短于开关管的漏-源极电压上升时间；保证零电压开通的条件是开关管Q1、Q2导通的死区时间要尽可能的短，以确保变压器漏感电流在这个过程中不至于下降到零。因此，变换器将不能工作在PWM控制模式，因为一旦占空比降低，Q1、Q2均不导通的时间变长，变压器漏感将在这段时间内将其储能完全释放，开关管电压降回到直流母线电压值得二分之一，而无法实现零电压开通。19-4-2 工作在100%占空比控制方式时的有效值电流的降低流过开关管、变压器、输出整流器的电流有效值和平均值直接与占空比有关。当占空比接近
18、100%时，电流的平均值、有效值、峰值将接近相同；而占空比小于100%时，在矩形波小件下，有效值、平均值与峰值的关系为： （8-2） （8-3）开关电源是以直流电压和直流电流表示输出参数和能力的。因此，在相同的直流电流平均值下不同的占空比将会有不同的电流有效值，电流有效值与平均值的关系为： （8-4）或： （8-5）很明显，随着占空比的减小，流过开关管、变压器、输出整流器的电流有效值增加。以占空比0.8和0.5为例。在占空比0.8时，有效值为平均值0.894倍或有效值是平均值的1.118倍；而占空比为0.5时，有效值为平均值0.707倍或效值是平均值的1.414倍。在相同的输入电压和输出功率条
19、件下，随着占空比的增加，电流平均值越接近峰值电流。开关管的峰值电流与输出功率、输入电压平均值、占空比、效率的关系为： （8-6）这样当占空比为0.8和0.5时的开关管的峰值电流将为占空比为1时的1.25倍和2倍。流过开关管（两个开关管轮流导通，每个开关管的占空比分别为0.4和0.25）的有效值电流则分别为峰值电流的0.632倍和0.5倍。例如一个桥式变换器的输入电压为400V，输出功率400W，为了分析方便忽略效率问题。在这种条件下，输入电流平均值为1A。占空比为0.5的工作模式下，由式（8-3）得到开关管的峰值电流为输入电流平均值的2倍，即2A，开关管的额定电流应按2A选择；每个开关管（占空
20、比为0.25）的电流有效值为2A峰值电流的0.25倍，即1A；占空比为0.8的工作模式下，开关管的峰值电流为输入电流平均值的1.25倍，即1.25A，开关管的额定电流应按1.25A选择；每个开关管（占空比为0.4）的电流有效值为1.25A峰值电流的0.4倍，即0.79A；占空比为1的工作模式下，开关管的峰值电流与输入电流平均值相同，即1A，开关管的额定电流应按1A选择；每个开关管（占空比为0.5）的电流有效值为1A峰值电流的0.5倍，即0.707A，分别为占空比在0.8和0.5时的0.707倍和0.895倍。开关管的额定电流与占空比0.5和0.8时分别降低到0.5倍、0.8倍。通过以上分析可知
21、：尽可能的增加占空比可以有效地降低流过开关管、变压器、输出整流器的有效值电流和峰值电流。不仅可以降低上述元器件的损耗，而且还可以降低上述元器件的电流额定，可以减小体积和成本。19-4-3 旁路电容器的作用本章的各个电路图中，我们总能看到电容器Cin，这就是通常所说的电源旁路电容器。在各种电子线路中，电源旁路电容器有着降低电源阻抗一致或消除通过电源而产生的各种有害的耦合，降低由于电源的寄生电感而引起的开关过程的寄生电感释放储能的损耗，特别是消除电源的寄生电感在开关管关断过程所产生的过冲电压。例如电源寄生电感为100nH，电流在20ns内变化10A，则电源的寄生电感所产生的过冲电压为：如果电源电压
22、仅为12V，很显然这个电压过冲就太大了，如果将电源寄生电感降低到20nH，则电压过冲将降低到10V。这就是电源旁路电容器的作用之一。19-5 高频变压器设计19-5-1 变压器的结构变压器是隔离型变换器的主要元件之一，其性能指标的好与坏将直接影响整个电路的性能，因此，在设计变压器时应该细心设计为好。在变压器制作中需要在确保变压器的绝缘电压的基础上尽可能的减小变压器漏感。（1）变压器的结构对变压器性能的影响变压器的最主要作用是隔离，电器隔离性能应符合电气安全规则的要求。为了满足电器安全规则的要求，通常要在变压器的初次级之间留有不低于3mm的绝缘边距（爬电距离），如图19-14所示的边沿空隙的方法
23、。边沿空隙方法（Margin Wound）-是在骨架边沿留有不绕线的余留，以提供所需的绝缘边距要求。图19-14 变压器的边沿空隙绕制方式的结构示意这种方法一直得到比较普遍的应用，其主要原因是绕变压器的漆包线的绝缘强度不能满足电气安全规则的要求，特别是漆包线漆皮的针孔。这种方法的最大缺点是变压器的绕线空间的浪费和变压器漏感的增加，尤其是小变压器尤为严重，如EE16磁芯绕线框架仅有约8mm的绕线宽度，如果扣除3mm的边沿空隙，则有效的绕线宽度仅剩下5mm，变压器的绕线窗口的利用率大大下降，同时变压器的漏感也随之增加。不仅如此，在变压器的初次级间通常还要能承受50Hz、1500V有效值电压，这往往
24、需要35层变压器绝缘胶带，势必要求初、次级间的耦合变差，在电气性能上的表现为变压器的漏感增加。对于50Hz变压器，漏感增加一点似乎不会出现多大问题，但是高频开关电源变压器的漏感增加一点所付出的代价将是开关管的损耗明显增加甚至是变压器的漏感所产生的电压尖峰将开关管击穿！要么就是缓冲电路的损耗增加。怎样才能取消令人深恶痛绝的变压器中的边沿空隙和初次级间的绝缘？问题的关键就是改进漆包线的质量，单层绝缘的漆包线的最主要的缺陷是针孔（当然也不可否认绝缘电压可能还不够），那么在制造漆包线时可以在漆包线上多涂几次绝缘漆，这样不仅提高了绝缘电压，最主要的是彻底的消除了漆包线的漆皮上的针孔，这就是三重绝缘的漆包
25、线。三重绝缘漆包线绕制法（Triple Insulated）-次级绕组的导线采用三重绝缘漆包线以便任意两层结合都满足电气强度要求。图19-15给出三重绝缘法结构。可以看出初级充满整个骨架宽度，和辅助绕组之间仅有一层胶带，在辅助绕组上缠一层胶带以防止损坏次级绕组导线的三重绝缘层。次级绕组缠在其上，最后缠一层胶带进行保护。注意绕线和焊接时绝缘不被损坏。图19-15 三重绝缘漆包线绕制变压器的结构实际上用三重绝缘漆包线绕制变压器时，初次级之间可以不附加任何绝缘物（如绝缘胶带）同样可以保证绝缘强度。这样，变压器的绕线窗口将得到有效的利用，同时变压器的漏感也可以减小到最小。（2） 变压器的绕线方法对变压
26、器性能的影响C型绕线方式：即折返绕制方式，这是最常用的绕线方式。图19-14示出有2层初级绕组的C型绕线。C型绕线容易实现且成本低，但是导致初级绕组间电容增加。可以看出初级从骨架的一边绕到另一边再绕回到起始边，这是一个简单的绕线方法。Z型绕线图19-16示出有2层初级绕组的Z型绕线方式。可以看出这种方法比C型绕线复杂，但是减少了绕组的寄生电容。图19-16变压器初级的C型绕法 图19-17 变压器初级的Z型绕法初次级内外绕制方法：图19-16、图19-17均为变压器的初级绕在内侧，次级绕在外侧的绕制方式，这种绕制方式的优点是简单，而且通常变压器的初级绕组的线径细、次级线径粗，细线绕在里边绕制起
27、来比较容易。但是，这种绕法的最大缺点是变压器的漏感大，变压器漏感在开关过程中需要将漏感中的储能完全释放，通常会产生比较高的尖峰电压，对开关管的冲击比较大。这个冲击在反激式开关电源中尤为明显。这个变压器漏感的储能必然消耗在缓冲电路或箝位电路，漏感越大，需要的缓冲电路越大，所产生的损耗越大，降低了开关电源的效率。因此，应该选择变压器漏感比较小的绕制方法。最常见的是初级分成两段，分别绕在次级的内测和外侧，如图19-18。图19-18 变压器初级分开绕制示意图另一方面把初级绕组分开绕制的方法也可以减少漏电感。分开的初级绕组是最里边第一层绕组，第二层初级绕在外边。这需要骨架有空余引脚让初级绕组的中心点连
28、接其上，这对改善耦合有意义。如果变压器得出次级间要求的绝缘电压不高或采用绝缘电压高的漆包线，则可以采用变压器漏感最小的绕法，即初次级绕组绞在一起绕。这样初次级绕组所约束的磁力线大致重合，使变压器漏感达到最小。如果是推挽式逆变器，则仅仅需要变压器的两个初级之间的漏感达到最小即可。19-5-2 变压器设计如果逆变器的开关频率选50kHz，输入电压为914.4V，输出电压350V输出功率选100W，输出电压为350V，逆变器的开关频率为50kHz。变压器的设计可以通过以下步骤实现。（1）变压器磁芯的确定可以选择最常见而又最便宜的EI40，这个磁芯可能会大一些，但是作为竞赛，这种选择也是可以的。由于开
29、关频率选择50kHz，一般的功率铁氧体磁芯都可以满足要求，磁感应强度可以选择1500GS，即0.15mT。（2）变压器初次级绕组的匝数EI40磁芯参数：EI40磁芯几何尺寸如图19-19。图19-19 EI40磁芯几何尺寸磁芯有效截面积：1.48cm2。变压器初级绕组匝数可以采用下面的公式： （8-7）式中：Einmax为直流母线电压最高电压，为14.4V；Bm为磁感应强度，单位为高斯；Ae为磁芯有效截面积，单位cm2；ton为开关管导通时间，单位微秒。变压器次级绕组匝数为： （8-8）选用ETD29磁芯时，根据式（8-7），得变压器初级绕组7+7匝。根据式（8-8），次级绕组为170匝。选用
30、EI40磁芯时，根据式（8-7），得变压器初级绕组3.2+3.2匝，选4+4匝。根据式（8-8），次级绕组为97匝。（3）变压器初次级绕组导线的选择与绕法初级绕组电流有效值。在最低输入电压下（9V）输出100W的功率（为分析方便，考虑效率为100%）每个初级绕组要流过的有效值电流约为：7.5A（100/9的1/2）。按每平方毫米流过3A有效值电流的电流密度，除级绕组需要3mm2的导线截面积。由于流过的电流时 “高频”电流，趋肤效应效应将很明显，同时单股3mm2的导线很难绕在框架中。解决的方法有两种，其一初级绕组选择铜箔，可以选择0.05厚的铜箔三层并绕，两个初级绕组相间，即三层铜箔加一层绝缘胶
31、带再加三层铜箔的绕法。由于电路为推挽式变换器，仅初级两个绕组之间的漏感做到最小就可以了。因此可以选择初级在内，次级在外的简单绕法。次级绕组的电流有效值约为0.3A，可以选择0.1mm2的漆包线，线径为0.47mm即可。19-6 输出整流滤波电路输出整流器可以采用最常见的单相桥式整流电路，可以选择MUR460超快恢复二极管构成的单相桥式整流电路。输出滤波电路可以采用LC滤波电路结构。整个输出整流滤波电路如图19-20。图19-20 输出整流滤波电路考虑后面的50Hz逆变器的纹波电流，输出滤波电容器应选用ESR低的聚酯电容器，电容量为3.3F+3.3F；输出滤波电感可以选用EI25磁芯，用0.47
32、mm漆包线绕70100匝，磁路留0.5mm左右的气隙即可。19-7 输出侧逆变电路与驱动电路设计输出逆变电路应采用桥式逆变电路，这样就需要有两个高边驱动电路，为了简化驱动电路，驱动电路可以选择两只IR2110半桥驱动器构成全桥驱动电路。输出侧逆变电路中开关管可以选择耐压500V的MOSFET，如IRF840。这样输出逆变电路如图19-21图19-21 输出侧逆变电路与驱动电路原理框图19-8 正弦信号的产生与正弦化脉冲宽度调制的设计19-8-1正弦波振荡器利用运算放大器可以实现RC桥式振荡器（参见康华光编写的“模拟电子技术基础”模拟部分，第四版，397页），电路如图19-22。图19-22 利
33、用集成运算放大器构成的文氏电桥正弦波振荡器如果振荡频率为50Hz，定时电容与定时电组的选取为：定时电容C选0.033F；对应的定式电阻R为96.5k，可以用91k与5.6k串联。反相端的反馈电阻选20k，根据文氏电桥振荡器的起振条件，选反相输入端对地电阻为6.8k。集成运算放大器选择OP07，也可以选择LM741。采用这种电路在理论上是可行的，在实际上却是不可行的，在竞赛前如果没有实际调试过这种电路，这个电路很可能就是陷阱，使得在其他电路都很成功时这个电路不工作或者不能产生正弦波信号导致竞赛试题失败！原因在哪里？就是电路戚震的条件：闭环增益等于3，如果大于3就会变成方波，如果小于3将不起振。在
34、实际电路中，很难确保电路的闭环增益等于3而不是大于3或小于3，因此，如果不采取措施这个电路很难正常工作。由于电子设计竞赛是不计成本的因此在电子设计竞赛中最好的办法就是采用专用的函数发生电路ICL8038应用ICL8038的最简单的应用电路，得到50Hz正弦波输出即可。电路如图19-23。图19-23 ICL8038的最简单的应用电路根据ICL8038数据表中所给的频率计算方法确定定时电阻、定时电容器的参数：定时电容器0.33F，定时电阻（RA-RB）20k。19-8-2 三角波发生电路三角波发生电路可以有两种方式，采用多谐振荡器与积分器构成方波-三角波发生电路，或采用迟滞比较器与积分器构成方波
35、-三角波发生电路。前者可以工作在比较高的频率，而后者如果迟滞比较器采用集成运算放大器而不是专用的比较器，则可以正常的工作频率将会受到限制。（1） 采用多谐振荡器与积分器构成方波-三角波发生电路采用多谐振荡器与积分器构成方波-三角波发生电路如图19-24。图19-24 采用多谐振荡器与积分器构成方波-三角波发生电路图19-24电路的U1选用4000系列的CD40106（国标型号为CC40106），U2为优值运算放大器中的TL080或TL082。电源电压选择15V，即VCC为+15V，VEE为-15V。DC40106的VDD接+15V，VSS接GND而不是-15V。电路参数的确定：设U1电源电压为
36、15V，U2电源电压为15V。由U1构成的多谐振荡器的频率为：单位：f：赫兹、R1：、C1：法拉。如果开关频率为3kHz，R1：100k，对应的电容器的电容量C1则为：4.017nF，选3.9nF，则对应的R1为97k。如果定时电容C1选3.9nF，定时电阻R1选100k，则对应的多谐振荡器的频率为2910Hz，对应的周期为343.6s，半个周期为172s。接近于3000Hz，可以接受。三角波输出电压幅度与积分电容器的选择如果正弦信号幅值为5V，对应的三角波幅度应大于这个数值，可以选取5.5V。这时，对应的积分电路的参数将如下确定：选R2阻值10k，对应的积分电容器C3的电容量计算如下：首先得
37、出积分器输入电阻的电流，再根据集成运算放大器的虚地原理确定积分电容器的电流，最后通过积分器输出电压幅度与频率推出电容器的电容量。考虑多谐振荡器采用4000系列CMOS数字电路，电源电压选用与集成运算放大器兼容的15V电压。为了获得正负交变的方波信号，多谐振荡器输出用电容器耦合隔离直流分量，从而得到7.5V的对称方波。7.5V的对称方波被施加到积分器的输入电阻上，得到0.75mA的输入电流。根据集成运算放大器的虚地原理，这个0.75mA的电流将流过积分电容器。经过172s的时间，电容器的电压变化幅度为11V，即5.5V。所需要的电容量为：可以选取聚酯电容器或其它介质的温度系数小的电容器，用一只5
38、6nF与一只2.7nF的电容器并联即可。一般的电容器的精度可以达到5%。一般可以满足要求。不需要进一步的精确调节。如果一定要保证输出电压精度的话，可以将输入电阻R2用一只9.1k的固定电阻与1.5k的可调电阻串联替代原来的10k电阻。用于确定积分器直流工作点电阻R5可以选取2.2M。集成运算放大器同向输入端的匹配电阻可以选择10k。从上述分析与计算中可以看到，图20-5电路需要两只不同型不同电源电压的集成电路，应用起来显得稍有复杂。考虑本试题方波-三角波发生电路的频率比较低，方波输出不需要特别高的输出电压摆动速率。如果选用优值集成运算放大器的TL082，输出电压摆动速率可达13V/s，如果选用
39、6.8V输出电压箝位，其输出电压转换时间约1s，仅占整个周期的0.6%。对电路性能影响不大。但是如果应用通用集成放大器LM741或LM1458，输出电压摆动速率仅0.5V/s，其输出电压转换时间约26s，占整个周期的15%，这个结果将是绝不允许的！（2） 采用迟滞比较器与积分器构成方波-三角波发生电路采用迟滞比较器与积分器构成方波-三角波发生电路如图19-25。图19-25 采用迟滞比较器与积分器构成方波-三角波发生电路迟滞比较器输出端与同相输入端所连接的限幅稳压二极管，可以选择温度系数最低的6.2V稳压值。所得到的方波输出电压约为6.8V。在3000Hz的开关周期时，如果积分电容器的电容量仍
40、选择用一只56nF与一只2.7nF的电容器并联。则对应的积分器输入电阻为9.07k，可以选择9.1k电阻。积分器的同输入相端的匹配电阻R4也为9.1k。确定积分器直流工作点电阻R6可以选取2.2M。迟滞比较器的反馈电阻R3选择22k，积分器输出电压为5.5V使迟滞比较器输出电压反转，对应。的方波电压与迟滞比较器的输出电压经过R2、R3叠加到迟滞比较器同相输入端的电压应该为零。这时的迟滞比较器的输入电阻应为：得R3=17.94k，选择18k。迟滞比较器的反相输入端可以直接接GND，也可以通过匹配电阻R1接GND，匹配电阻可以选10k。19-8-3 脉冲宽度调制电路脉冲宽度调制电路几乎无一例外的采
41、用通用比较器实现，而不要采用集成运算放大器，主要原因是集成运算放大器的响应速度相对太慢。不仅如此，集成运算放大器的输出电压摆动速率远远不如比较器。经常应用的集成运算放大器的输出电压摆动速率一般在1V/s上下，除非选用优质运算放大器（如TL080系列），输出电压摆动速率可以达到10V/s左右。而比较器可以在数十纳秒完成输出电压的高低电平的转换，也就是“输出电压摆动速率”可以达到每微秒数百伏，甚至更高。从容易买到和成本低廉角度考虑，比较起通常选用四比较器LM339或双比较器LM393，也可以是单比较器LM311。相对而言，LM311的实际应用电路比LM339/393复杂一些，而且价格也可能高一点。
42、考虑到输入信号是双极性，而最终得脉冲宽度调制信号应该是单极性。比较器的选择最好是可以输出单极性功能的比较器，例如LM311。由LM311构成的脉冲宽度调制电路如图19-26。图19-26 由LM393构成的脉冲宽度调制电路如图19-8-4 电路参数的确定在本试题的解决方案中，脉冲宽度调制电路相对比较简单，利用比较器完成脉冲宽度调制功能，由于输入信号均为双极性信号，比较器的电源也应设置为正、负对称电压，即15V。为了改善比较器的上升沿，设置了R、Q1、D的提升电路，电阻R可以选择2230k，Q1选择S9015（耐压40V，高于15V的电源电压），二极管选择最常用的1N4148。由于比较器输出已经
43、变为单极性信号，因此，输出波形的整形就可以采用电电源的4000系列的CMOS数字电路，可以选用CD40106施密特触发器中的一个单元。19-8-5 死区时间的设置与实现死区时间设置电路最好用硬件电路实现为好。通常也可以采用两种实现方式，通过逻辑电路延迟实现死区时间的设置，也可以采用比较器电路通过延迟实现死区时间的设置。对于标准电平的MOSFET，在一般的情况下死区时间应选择小于1s，在本试题的解决方案中，考虑到种种因素，驱动MOSFET的速度可能不需要很高，因此，死区时间也应设置的大一些，如选择23s。每个桥臂的上下两组驱动信号的死区设置电路可以用两种电路方式实现，通过逻辑电路延迟实现死区时间
44、的设置和采用比较器电路通过延迟实现死区时间的设置。每个上下桥臂的带有死区时间的驱动信号对应的时序如图19-27。图19-27 每个上下桥臂的带有死区时间的驱动信号对应的时序图中，A、vHIN1、vLIN1、td分别为高边脉宽调制输出、低边脉宽调制输出、驱动电路高边输入、驱动电路低边输入、死区时间。通过死区时间的设置，保证了在“死区时间”内，高、低边驱动信号均为零，确保消除共同导通现象。很明显，获得死区时间的简单方法是驱动信号的下降沿不延迟，只延迟驱动信号的上升沿。这样，死区时间设置电路就可以通过数字电路或比较器实现。通过数字电路延迟实现死区时间的设置如图19-28。图19-28 通过数字电路延
45、迟实现死区时间的设置由于死区时间设置电路送到驱动电路是负逻辑信号，即低电平有效。死区设置电路输出需要延迟的是由高电平向低电平转换的延迟，对应的死区设置电路的输入延迟为由低电平向高电平转换过程。 电路参数的确定：图中数值电路可以采用4000系列的CD40106中的一个单元；死区时间选择23s，可以按RC时间常数2s设置，可以选电阻R2.2k，电容器C选1nF，电容器应选用低温度系数介质，如聚酯电容器、C0G介质的陶瓷电容器等。二极管选1N4148。采用比较器电路通过延迟实现死区时间的设置如图19-29。图19-29 采用比较器电路通过延迟实现死区时间的设置电路参数的确定：R1选2.2k，R2、R3选10k，电容器C选1nF，比较器选LM339。19-9 输出参数的更改与元器件的选择如果输出电压选择AC36V有效值，则高频逆变变压器的次级应该为19匝，选用线径0.51mm四股绞合并绕。50Hz逆变器的开关管可以选用IRF540；高频整流滤波电容器选择3只470F/63V铝电解电容器并接；自举二极管可以选用MUR120。通过上述的修改，可以得到输出电压为36V的50Hz正弦交流电。