《毕业设计（论文）-500W通信电源设计-TFFC级设计.doc》由会员分享，可在线阅读，更多相关《毕业设计（论文）-500W通信电源设计-TFFC级设计.doc（37页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、 本科毕业设计说明书（论文） 第 37 页 共 37 页1 绪论在科技飞跃发展的今天，电成为我们生活的必需品，随着我国国内外信息化建设步伐的加快，无处不在的通信网络为我们的工作提供了巨大的方便，使我们的生活变得越来越多姿多彩，之所以这样，得归功于通信电源设备，它保证了整个通信网络的能量需求。现代通信电源技术作为通信设备稳定运行的基础，在国内外得到了越来越广泛的关注，并在相关领域得到了广泛的应用1。1.1 课题背景及意义近几十年来，随着我国的通信事业飞速发展，通信网络已经覆盖我国绝大多数地区。随着通信网络功能更加完善，固定电话、移动电话数量迅速增加，通信已经成为人们现代社会生活密不可分的重要组成
2、部分。通信网络规模的不断扩大和消费者要求的不断提高，对通信网络安全性、设备的先进性和运营商的服务质量提出了更高的要求。作为通信设备系统的“心脏”，通信电源在通信系统中具有无可比拟的重要地位。它包含的内容相当广泛，不仅包含直流组合通信电源系统，还包括DC/DC模块电源，UPS不间断电源和通信用蓄电池等。现代通信电源技术的核心基本一致，都是以功率电子器件为基础，通过稳定的控制环节设计，再加上必要的外部监控设备，最终实现能量的转换和过程的监控。通信设备需要电源设备提供直流供电，因此电源设备的安全性和可靠性是保证通信系统正常运行的关键条件2。通信电源越来越受到人们重视，电源设备的技术水平明显提高。日常
3、维护管理工作逐步到位，电源故障造成重大通信阻断的现象越来越少，通信电源新技术、新产品不断产生和应用，电源设备供应商之间的竞争以及工程设计、施工等单位间的竞争也越来越激烈。通信电源市场的需求增长的迅速，从更长远的发展趋势分析，通信电源在未来几年内会迎来一个发展高潮。1.1.1 通信设备对电源系统的基本要求(1) 可靠性高一般通信设备产生故障而导致的影响很小，可以忽略。如果电源系统发生类似于直流供电系统的中断事故，这种影响是毁灭性的，通常会造成整个通信网络系统的全部中断。但是有些数字通信设备，其电源电压不可以有一点的瞬间中断。所以，电源系统的可靠运行是保证通信系统正常运行的首要条件。(2) 稳定性
4、好绝大多数的通信设备都要求电源电压的稳定，必须控制在电压容许的变化范围之内，特别是对于那些由计算机来进行控制的通信设备，电源电路工作速度快，频带宽，输出电压的波动、电压的杂音以及电压的瞬间变化等现象对它的影响都非常大。因此，电源的供电系统的稳定性要相当良好。(3) 效率高随着通信设备容量的不断增加，电源系统的负载也不断增大。能源是有限的，为了节约电能，效率的提高尤其明显，必须提高电源设备装置的高效性，关键是使各种电源设备具有较高的电压变换效率，就是要求电源设备的自身损耗要很小，目前，PWM型开关电源设备的效率已达到80%以上。1.1.2 现代通信设备对电源系统的新要求(1) 低电压和大电流现代
5、通信设备要求电源系统可以输出低电压、大电流，并且可以进行多组供电系统电压的需求，电源功率密度要进行大幅度上升，电源供电方案和电源应用方案的设计要呈现出不同性。(2) 模块性电源设备的自由组合和扩容，并且相互备用以来提高电源设备的安全性，电源设备的模块性有两个方面的意思，一是指电力电子功率器件的模块性，二是指电源设备系统单元的模块性。由于电源设备频率的不断变快，导致引线的寄生电感和寄生电容的影响不断变大，对电力电子器件造成更大的电压应力。为了更好的提高系统的可靠性，可以把电压设备相关部分分别做成模块，把开关设备的保护电路和驱动电路分别装进这样的模块中，智能化的功率模块就这样组成了，这样使整个设备
6、的体积缩小了，整个设备的设计及制造也方便了许多。(3) 集中监测控制现代电源运行系统要求控制机房的维修通过远程的监测与控制来完成。所以就要求电源设备自身具有监测控制的功能，并且配备有标准的通讯接口，后台工作的计算机或远程维护中心可以方便进行网络传输并进行通信的连接，数据的交换，集中监控得以实现，设备维护的及时性得以提高，维护的工作量和人力资源的投入减少，工作的效率性得到提高。(4) 自动化和智能化现代通信设备要求电源设备可以进行自身电池的自动管理，自身事故的自动检测，自身事故的自动报警等，自身的自备发电机可以自动启动和自动停止。(5) 集成化和小型化集成化和小型化是现代通信设备的发展趋势，作为
7、设备的后备电源的蓄电池要做到小型化设计、不需维护和密封性完好，用来将设备电源和蓄电池连同通信设备安装在同一个控制机房内，从而不必具有专门安装电池的地方。(6) 新型的供电方式和电源设备的集成化、小型化相比较，电源设备的供电方式也要实现各控制机房的分散供电，集中设备必须进行集中的供电。1.2 开关电源技术1.2.1 开关电源成为现代通讯技术的主导电源在现代通信网络上运行的电源主要有以下三种：线性电源、相控电源、开关电源。线性电源，是将交流电经过变压器降低电压的幅值，再由整流电路进行整流后，得到脉冲直流电，后经滤波得到带有微小纹波电压的直流电压。为了得到高精度的直流电压，必须要经过稳压电路进行稳压
8、3。采用可控硅作为整流器件的电源系统就是相控电源，其原理是经工频电压器，对交流输入电压进行降压处理，然后利用可控硅来进行整流处理。为了保证稳定的输出电压，必须要一套较为完善的用可控硅进行触发功能的电路。面对不断发展通信技术，相控电源的要求越来越高，现代通信的质量和可靠的要求对于相控稳压电源来说已经无法满足，性能更加优良的开关电源在逐渐取代它。开关电源是指利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断时间，维持稳定输出电压的一种电源技术，开关电源一般由脉冲宽度调制(PWM)技术来控制开关管。随着电力电子技术的不断发展和创新，开关电源技术也在不断的发展，它体积小，效率高，重量轻，可以方便的进行模块化设
9、计。正是由于这些优点，开关电源已在现代通信网络中大量取代了相控电源，并得到越来越广泛的应用。1.2.2 促成开关电源占据主导地位的关键技术从开关电源的发展过程来看，它最早出现在二十世纪六十年代中期。当时美国研制出了20kHz的DC/DC变换器，这为开关电源的发明创造了前提条件。到了七十年代，出现了用高频变换技术的整流器，它不需要50Hz的工频变压器，直接将交流电进行整流，再逆变为高频交流电，再整流滤波变为所需直流电压4。到了八十年代初，英国科学家根据以上的条件和原理，制造出了第一套实用的48V开关电源(Switch Mode Rectifier)被命名作SMR电源5。随着电力电子器件技术的不断
10、改进和发展，出现了一些新型的功率半导体开关器件和功率模块，如功率MOSFET、绝缘栅双极晶体管IGBT、集成门极换流晶闸管IGCT和碳化硅功率半导体开关器件，它们的开关速度快，电荷存储时间短，开关频率的加快，从而使得开关电源技术不断提高。随着电力电子技术的进步，均流控制技术的出现，它将电源设备进行模块化设计，然后将各个模块组合在一起，这些模块组合在一起形成一种大电流电源系统，方便控制，从而更好的提高电源设备的可靠性。2 双管正激（TFFC）变换器的研究2.1 基本DC/DC变换器PWM DC/DC变换器，是开关电源的主要组成部分和进行直流电能转换与控制的核心，它是由功率半导体器件(开关管和二极
11、管)和储能元件(电感和电容)组成的，通过对其开关管的PWM通/断控制，将一种数值的直流电压，转换成所需要的另一种数值的直流电压，并且控制输入直流电源与负载之间的功率流动6。具有隔离变压器的直流PWM转换器，也可以按单管、双管和四管进行分类。单管隔离式PWM DC/DC转换器有正激式(Forward)和反激式(Flyback)两种。双管隔离式PWM DC/DC转换器有推挽式(Push-Pull)和半桥式(Half Bridge)两种。当然，也有双管正激式变换器和双管反激式变换器，这两种由双管构成的正反激式变换器的工作原理与单管构成的正、反激变换器是基本相似的，单管和双管正激式变换器在变压器磁复位
12、的机理上是有所不同的。四管隔离式PWM DC/DC 转换器只有全桥式(Full Bridge)变换器一种。隔离式PWM DC/DC变换器都是用高频变压器实现电气隔离的。为了减小损耗和改善电力电子器件的工作条件，变压器各组绕组应紧密耦合，尽量减小漏感。直流DC/DC变换器按输入与输出之间是否有电气隔离可以分为：一种是有隔离的称为隔离式DC/DC转换器，隔离式DC/DC转换器在实现输出与输入电气隔离时，通常采用变压器来实现隔离，有利于扩大变换器的输出应用范围，可以实现不同电压的多路输出和同种电压的多种输出；另外一种就是没有隔离的称为非隔离式DC/DC变换器。非隔离式的DC/DC变换器，按照有源功率
13、器件的个数来分，可以分为单管、双管和四管7。基本DC/DC变换器拓扑2主要有Buck(降压)、Boost(升压)、Buck-Boost(降升压或升降压)、Cuk、Sepic和Zeta等六种，其中比较常用的是Buck变换器和Boost变换器。Buck变换器如图2.1所示，它是一种单管的、没有电气隔离的直流电压变换器，它的输出电压小于或等于它的输入电压，其输出端有滤波电感L，所以输出电流的脉动较小，但是输入端电流脉动较大。图2.1Buck变换器Boost变换器如图2.2所示，它是一种单管的，没有电气隔离的直流电压变换器，它的输出电压高于输入电压，所用到的器件和Buck变换器中的相同。但与Buck变
14、换器不同的是其电感接在输入端，所以输入端电流脉动小，适合于需对输入电流波形进行控制的场合。由于Boost的升压电感接在输入侧，在开关导通时储能，在开关关断时向负载传递能量，工作占空比不能等于1。图2.2Boost变换器Buck-Boost变换器如图2.3所示，它是一种单管的、没有电气隔离的直流电压变换器，其组成元器件与Buck和Boost变换器相同，它的输出电压既可以低于输入电压也能够高于输入电压，与前两种变换器不同的是其输出电压极性与输入电压的极性相反，而且由于其电感在变换器的中间，因此输出、输入电流的脉动都较大，故通常在它的输出和输入端要另加一个滤波器。图2.3Buck-Boost变换器C
15、uk变换器如图2.4所示，它是一种的单管，没有电气隔离的直流电压变换器，它的输出电压也既可以高于输入电压高也可以低于输入电压，它有两个电感和一个能量传输和储存的电容。由于在输出端和输入端各有一个滤波电感，因此输出和输入电流的脉动都很小，Cuk变换器的输出电压极性也与输入电压的极性相反。图2.4Cuk变换器Zeta变换器如图2.5所示，它一种单管的，没有电气隔离的直流电压变换器，它的输出电压可高于输入电压也可低于输入电压，与前面的Cuk变换器效果一样，它同样也有一个能量储存和传输电容和两个电感，它电路的左半部分也类似于Buck-Boost变换器，它的右半部分类似于Buck变换电路，但是它的输出电
16、压极性与输入电压极性相同，这与Cuk变换电路不同。图2.5Zeta变换器Sepic变换器如图2.6所示，它是一种单管的，没有电气隔离的直流电压变换器，它的输出电压可以高于输入电压也可以低于输入电压。与Zeta变换器相比，它是将开关管和二极管的位置与电感的位置交换后得到的。其输入为电感输入，类似于Boost变换器，因此输入电流脉动小，输出端类似于Buck-Boost变换器。Sepic变换器的输出和输入端的电压极性相同。图2.6Sepic变换器基本DC/DC变换器主要应用在中小功率、输入和输出不需要隔离的场合，其中应用最多的是Buck和Boost两种变换器。2.2 降压型(Buck)PWM变换器2
17、.2.1 降压型（BUCK）PWM变换器电路结构和控制方式Buck降压式PWM DC/DC转换器的电路图和工作波形图如图2.7所示。Buck(降压式)PWM DC/DC转换器的主电路，是由开关管V、二极管D、输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf等器件组成。PWM控制对开关管V的反复导通和关断，控制输出电压Uo的值；电感Lf平滑电流，即限制电流变化率。当开关管V导通的时侯滤波电感Lf进行储能，因此，滤波电感Lf也叫储能电感；二极管D叫做续流二极管，当开关管V关断时续流二极管D导通，提供了一个续流通路，使电感电流不会迅速中断，避免使电感感应出高压而将开关管击穿。同时，这个续流通路也是电感能量释放到负
18、载的通路；滤波电容Cf用于减小负载电压Uo的脉动成分和减小输出阻抗。(a)电路图(b)电感电流连续的工作波形图2.7Buck降压式PWM DC/DC转换器电路及其工作波形在图2.7(b)中，开关管V的驱动电压为ube，开关管V的驱动电流为Ibe，在(0-Ton)期间，开关管V导通；在(Ton-Ts)期间，开关管V关断。开关管的开关周期为Ts，所以它的开关频率为fs=1/Ts。导通时间为Ton，关断时间为Toff，所以Ts=Ton+Toff。导通时间所在导通时间的比例，即占空比Du，所以Du=Ton/Ts。调节占空比Du的大小，即调节导通时间Ton的长短，这种控制方式称为脉冲宽度调制方式(PWM
19、) 8。2.2.2 电感电流连续时Buck转换器的工作原理Buck降压式PWM DC/DC转换器有两种基本的工作模式4，即电感电流连续模式(CCM)和电感电流断续式(DCM)工作方式。电感电流连续是指输出滤波电感Lf中的电流总是大于零，即不出现电流中断的现象；电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间Lf中的电流为零。在这两种工作模式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断期末，电感Lf中的电流刚好降到零。图2.8给出了Buck PWM转换器在不同开关模式时的等效电路。本次只考虑电感电流连续时的工作状态。工作原理为了分析方便，提出下面的假设：(1) 所用的电力电子器件都是理
20、想器件，即开关管V和二极管D的开通和关断时均为零，在关断时其断态漏电流为零，导通时其通态电压为零。(2) 在一个开关周期Ts内，输入电压Ui和原来相同；PWM转换器的输出电压Uo，即输出滤波电容Cf的电压，它的纹波很小，因此输出电压值为Uo和原来相同。(3) 滤波电感Lf和电容Cf都是无损的理想储能元件，即电感工作在线性未饱和区，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。(4) 线路阻抗为零。(a)V导通(b)V关断图2.8不同开关模式时的等效电路开关模式1(0-Ton)如图2.8(a)所示，在t=0的瞬间，开关管V导通，电源电压Ui通过开关管V加到二极管D、输出滤波电感Lf和输出滤波电容Cf上，
21、所以二极管D关断。因为输出滤波电容Cf上的电压Uo保持不变，所以加在电感Lf上的电压为Ui-Uo。因为电源电压Ui大于输出电压Uo，所以输出滤波电感Lf的电流iLf线性增加。(2.1)在t=Ton时，电感电流iLf的值达到最大值ILfmax，在开关管V导通期间，iLf的增加量为：(2.2)开关模式2(Ton-Ts)如图2.8(b)所示，在t=Ton瞬间，开关管V关断，电流iLf通过二极管D续流导通。这时加在电感Lf上的电压为-Uo，因此电流iLf线性减小。(2.3)在t=Ts的瞬间，电流iLf达到最小值ILfmin。在开关管V关断期间，电流iLf的减小量为：(2.4)在t=Ts的瞬间，开关管V
22、又导通，电路进入下一个开关周期。在开关管V导通期间，流过开关管V的电流就是电感电流iLf；在开关管V关断期间，流过二极管D的电流也是电感电流iLf 。流过开关管V的电流是电源的输入电流，为了减小电源输入电流的脉动，要在Buck(降压式)PWM DC/DC转换器的输入端应并接一个输入滤波电容。2.3 正激式（Forward）PWM变换器2.3.1 正激式（Forward）PWM变换器的简介正激变换器主电路如图2.9所示，实际上是在Buck变换器电路中插入隔离变压器构成的。正激变换器的变压器是一个完全意义上的变压器，只起隔离输入输出和变换电压的作用，只储存变压器激磁所须的少量能量。在开关导通时，变
23、换器通过副边整流二极管Dl向负载提供能量；在开关管关断时，变换器副边由输出滤波电感的储能通过续流二极管向负载提供能量，原边通过复位绕组和复位二极管对变压器磁芯进行磁复位，将变压器激磁时储存的能量回馈到输入端9。图2.9正激(Forward)变换器正激(Forward)变换器的电路结构简单，输入输出电压隔离，容易实现，在中、小功率变换场合中广泛应用。但是，这个变压器必须磁复位，这是该变换器有的一个明显的不足之处，不然变压器的磁通量会不停的增加，最后导致磁芯饱和而损坏磁芯10。变压器中增加复位绕组的方法如图2.9所示，这种磁复位方法是最早采用的磁通复位方法。在磁通复位时，激磁电流通过复位二极管和复
24、位绕组，将激磁电感中储存的能量回馈到电路输入端，此时开关管的电压应力为：(2.5)式中：Us为开关管的电压应力，UIN为电路输入电压，n3和n1分别为变压器的复位绕组和原边绕组的匝数。在实际应用中为了降低开关管的电压应力，为了提高变换器的占空比，一般使复位绕组的匝数等于原边匝数，这样开关管的电压应力为输入电压的两倍，因此这种磁复位方式简单。2.3.2 正激式（Forward）PWM DC/DC变换器主电路和控制方式如图2.10给出了正激式PWM DC/DC转换器的主电路及其工作波形。开关管V按照PWM方式工作，二极管D1是输出整流二极管、D2是续流二极管，电感Lf是输出滤波电感，电容Cf是输出
25、滤波电容。隔离变压器有三个绕组：初级绕组W1，次级绕组W2和复位绕组W3。图中绕组标有“*”符号的一端表示绕组的始端。二极管D3是复位绕组W3的串联二极管。(a)电路图(b)工作波形图图2.10正激式PWM转换器的主电路及其工作波形2.3.3 正激式转换器的工作原理与基本关系工作原理(1) 开关模式1(0Ton)图2.11V导通如图2.11所示，在t=0瞬间，开关管V导通，电源电压Ui加在变压器初级绕组W1上，即Uw1=Ui，故铁心磁化，铁心磁通增大：(2.6)在此开关模态中，铁心磁通的增加量为：(2.7)变压器的励磁电流iM从0开始线性增加：(2.8)式中，LM为初级绕组励磁电感。变压器次级
26、绕组W2上的电压为：(2.9)式中，K12=W1/W2是初级、次级绕组的匝数比。整流二极管D1导通，续流二极管D2截止，滤波电感电流iLf线性增加，此时与Buck降压式转换器中的开关管V导通时一样，只是电压为Ui/K12。(2.10)根据变压器的工作原理，初级电流iW1为折算到初级的次级电流和励磁电流之和，即：(2.11)(2) 开关模态2(TonTr)图2.12V关断如图2.12所示，在t=Ton时刻，开关管V关断，初级绕组和次级绕组没有电流流过。此时，变压器通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组W3经过二极管D3反馈到输入电源中去。则复位绕组上的电压为：(2.12)这样变压器初级绕
27、组和次级绕组上的电压分别为：(2.13)(2.14)式中，K13=W1/W3是初级与复位绕组的匝数比；K23=K2/K3是次级绕组与复位绕组的匝数比。此时，续流二极管D1关断，滤波电感电流iLf通过续流二极管D2续流，与Buck转换器类似。在此开关模态中，加在开关管V上的电压为Uv为：(2.15)电源电压Ui方向加在复位绕组W3上，铁心去磁，铁心磁通减小。(2.16)铁心磁通的减小量为：(2.17)式中，Du=(Tr-Ton)Ts，是变压器铁心的去磁时间Tr-Ton与Ts的比值，Du1-Du。励磁电流iM从初级绕组中转移到复位绕组中，并且开始线性减小。(2.18)在t=Tr时刻，iW3 =iM
28、=0，变压器完成磁复位。(3) 开关模式3(TrTs)图2.13V关断，磁复位完成如图2.13所示，在开关模态3中，变压器的所有绕组中都没有电流，他们的电压都为0。滤波电感电流继续经过续流二极管。此时加在开关管V上的电压为Uv=Ui。基本关系从以上分析可知，正激式变换器实际上是一个具有隔离变压器的Buck降压式变换器，其输出电压Uo和输入电压Ui之间的关系为：(2.19)在正激式PWM DC/DC转换器中，一个重要的概念是：变压器必须要复位，否则它的磁通将不断增加，最后导致铁心饱和而毁坏。也就是说，在开关管V导通时，铁心的磁通量增加量应该等于开关管V关断时磁通的减小量，从而得到：(2.20)由
29、于D1-Du，要满足式必须有：(2.21)从上面可以看出：如果W1W3，即K131，那么占空比Dumax可以大于0.5，而开关管V上的电压UQ高于2Ui；而且K13越大，Dumax可以越大，开关管V上的电压Uv则越高。如果W1W3，即K131，Dumax0.5，而开关管V上的电压低于2Ui，而且K13越小，Dumax越大，开关管上的电压则越低。为了充分提高占空比Du，而又要减小开光管上的电压时，一般折中选择K13=1，即W1=W3，这时Dumax=0.5，UQ =2Ui 。在开关管V导通，铁心磁化时，续流二极管D2上的电压UD2为：(2.22)在开关管V关断时，铁心去磁时，整流二极管D1上的电
30、压UD2为：(2.23)二极管D3上的电压在UD3在开关管V导通，铁心磁化时求得：(2.24)流过开关管V的电流最大值Ivmax为：(2.25)隔离变压器的接入，不仅可以实现电源侧与负载侧之间的电气隔离，也使转换器的输出电压可以高于或者低于输入电源电压，同时还可以很方便地实现多种电压输出。而且开关管V的占空比也可以在比较合适的范围内变化，一般选择在0.45左右变化，这时在同样的输出功率下，开关管V的计算功率较小。计算功率Pc是在开关管V上的电压值与通过V的电流平均值的乘积。正激式(Forward)转换器与Buck降压式转换器一样，可以在电感电流连续的条件下工作，也可以在电感电流断续的条件下工作
31、。这时的二极管VD1和VD2的方向恢复条件得到了改善，同时也改善了开关管的开通条件11。2.4 双管正激式（TFFC）变换器正激(Forward)变换器的开关管承受的电压应力高，是输入电压的两倍，有些时候超过两倍的输入电压大小，正激变换器容量难以继续增加是由于较高的开关电压应力所限制的。为了降低开关管的电压应力，可以采用双管正激(Two Fet Forward Converter，TFFC)变换器，如图2.14所示。同单管正激变换器相比，双管正激(TFFC)变换器在变换器的原边增加了一个开关管，并同时增加了两个二极管，开关管S1、S2在PWM脉冲的作用下同时导通和关断，在开关管S1、S2关断时
32、，变压器的储能有一个释放回路，经过续流二极管D1、D2回馈到直流输入电源，所以双管正激PWM DC/DC变换器不需要另加磁复位措施。这两个续流二极管D1、D2一方面起着箍位的作用，将开关管承受的电压箍位在输入电压上，另一方面为变压器去磁提供通路。它的每一个桥臂都是由一个二极管与一个开关管串联组成，因此从结构上说明它不存在桥臂直通的问题，因此它的可靠性较高，这是双管正激变换器的一个显著的特点。它成为目前在工业中应用中最普遍的变换器之一，适合于中等功率输出场合，特别是输出电压较低的应用场合，比如通信系统中的电源设备12。图2.14双管正激变换器但是双管正激(TFFC)变换器也有一些缺陷。变压器要可
33、靠地将磁复位完成，这要求TFFC变换器的占空比只能在50%一下，为了获得相同的输出电压，因此变压器的变比必须要提高，所以变换器的副边整流电路的二极管承受的电压应力也会提高，在考虑变压器的副边续流二极管的反向恢复特性时这点尤其重要，这对设计副边整流电路带来不利影响，所以这种变换器不适用在高输出电压的场合。变换器的输出电流和电压脉动过大是这种变换器的占空比小于50%所带来的另外一个问题，此时滤波器的体积需要增大13。2.4.1 双管正激（TFFC）变换器工作原理分析图2.15双管正激变换器的主电路图2.16模态1：S1、S2同时导通(1) 开关模态1：如图3.6所示，两个MOSFET管同时导通时，
34、电源电压加在变压器的原边绕组上，变压器储存能量，磁通量增加。在导通期间，磁通的增加量为：(2.26)在此过程中，副边绕组的电压为Vin/N(N为原边和副边匝数比)，整流二极管D3导通，给电感、电容充电和负载供电。图2.17模态2:S1、S2同时关断，变压器磁复位(2) 开关模态2：两个MOSFET管同时截止时，变压器原边励磁电感中的电流不能突变，通过二极管D1和D2继续导通。此时，变压器进行磁复位，变压器上的电压为-Vin。磁通量的减小量为： (2.27)此时，变压器的副边绕组，同名端的电压为负，整流二极管D3截止，续流二极管D4导通，电感和电容释放能量，给负载供电。图2.18模态3:S1、S
35、2同时关断(3) 开关模态3：变压器的所有绕组中都没有电流，他们的电压都为0。滤波电感电流继续经过续流二极管，即原边无电流、副边续流。2.4.2 双管正激变换器的优缺点双管正激变换器的优点：(1) 变压器储能有释放回路，不必另设磁复位电路或者磁复位绕组。虽然变压器的初级只有一个绕组，但由于有续流二极管的存在，所以传输电能和回馈激磁电能都可以用这个绕组，结构简单，变压器的储能回馈过程如下：当开关管S1和S2同时关断时，变压器初级电压反向到略大于或者近似等于输入电压Ui，具有磁场能量的电流通过续流二极管D1和D2向直流电源Ui回馈电能。此外，由于工作绕组电压直接被续流二极管D1和D2箝位在Ui上，
36、所以加在开关管上的电压几乎没有过电压尖峰，对开关管更加安全14。变压器要完成磁复位，也就是增加的磁通量要等于减少的磁通量，即(2.28)(2.29)所以，最大占空比(2.30)通常，双管正激变换器中，最大占空比为46%左右。(2) 变压器初级电路半导体器件承受的电压等于变换器的输入电压Ui。例如，开关管S1与二极管D2串联承受电压Ui，当开关管S1导通时D2承受的电压为Ui，当D2导通时S1承受的电压为Ui，所以：(2.31)式中：USmax、UDmax相应半导体器件承受的最大峰值电压。当前级的输入电压为400V时，即Ui=400V，则开关管S1、S2和续流二极管D1、D2可以选用500V的器
37、件，相应的单管正激式电路需要用1000V的器件。可见双管正激变换器要求器件的耐压较低。因500V耐压器件的电流大，产品多，价格便宜，而且耐压相对低的器件开关速度较快，所以双管正激转换器适用于高电压输入(如400V)，大功率输出的场合(如500W) 15。(3) 双管正激变换器的两个开关管没有直通短路的危险。两个开关管接在桥臂上，正常工作时就是两管同时开通和同时关断，有变压器初级绕组承受电压，没有直通现象。双管正激变换器的缺点：(1) 为了变压器可靠完成磁复位，变换器的导通占空比必须要控制在0.5以下，为了获得更高的输出电压，必须提高变压器的变比，从而要提高变压器副边整流和续流二极管承受的电压应
38、力，因此副边续流二极管的反向恢复过程尤其明显。当在输出电压比较高的场合中，这个续流二极管工作环境非常恶劣，双管正激(TFFC)变换器在高输出电压场合中的应用得到了很大程度的限制16。(2) 电路需要更多的开关器件，增加了成本。(3) 电路中过多的器件可能降低效率，但可以通过使用低额定电压的MOSFET降低电阻来提高效率。3 主电路参数计算3.1 设计指标输入电压：Vin=400V输出电压：Vout=48V输出功率：Po=500W开关频率：fs=100kHz占空比： Dy=0.43.2 计算过程 详见附录A Mathcad计算开关周期： (3.1)开关管开通时间：(3.2)开关管关断时间：(3.
39、3)输出电流的大小：(3.4)负载电阻的大小：(3.5)电流纹波：(3.6)次级、初级绕组的匝数比：(3.7)(1) 输出滤波电感L2的选择L2的电感值：(3.8)电感电流iLf最大值：(3.9)电感电流的有效值：(3.10)(2) 输出滤波电容C2的值(3.11)(3.12)(3) 输出整流二极管D3的选择在开关管S1、S2同时关断，铁心去磁时，输出整流二极管D3上的电压为：(3.13)输出整流二极管D3的电流有效值：(3.14)(4) 输出续流二极管D4的选择在开关管S1、S2同时导通，铁心磁化时，续流二极管D4上的电压为：(3.15)输出续流二极管D4的电流有效值：(3.16)双管正激式
40、转换器的二极管D1、D2和开关管S1、S2承受的电压：(3.17)(5) 开关管S1、S2的选择开关管S1、S2承受的电压：Us=Vin=400V(3.18)开关管电流的有效值：(3.19)开关管电流的最大值：(3.20)ILfmax就是流过二极管D3、D4电流的最大值，即：(3.21)(6) 二极管D1、D2的选择(3.22)4 SIMetrix仿真4.1 开环仿真双管正激(TFFC)变换器的SIMetrix开环仿真电路如图4.1所示，开关管S1、S2由两个波形发生器V2、V3控制，V2、V3同时向S1、S2提供电压波形一致的驱动脉冲，来同时控制它们的开通和关断。图4.1SIMetrix开环
41、仿真电路进行SIMetrix仿真电路的各器件电压、电流波形结果如图4.2所示，自上而下分别是：开关管驱动脉冲信号，开关管S1的电压US1，二极管D1的电压UD1，流过二极管D1的电流ID1，流过二极管D3的电流ID3，流过输出滤波电感L2的电流IL2，流过开关管S1的电流IS1。由图可以看出，当驱动脉冲信号提供一个高电平脉冲时，两个开关管同时导通，开关管S1、S2电流线性上升，此时二极管关断，二极管D1、D2没有电流经过，二极管承受的最大电压为输入电压为400V，即输入电压的大小，二极管D3电流线性上升，电感L2电流线性上升；当驱动脉冲信号提供一个低电平时，两个开关管同时关断，开关管S1、S2
42、电流为零，它承受的最大电压也是输入电压Ui，此时二极管D1、D2导通，由于变压器磁复位，二极管D1、D2电流线性下降，二极管D3电流为零，电感L2电流线性下降。与理论分析相符。图4.2SIMetrix仿真的各器件电流波形电路输出的电流波形如图4.3所示，较稳定，但与理论结果10.417A仍有较大误差。图4.3输出的电流波形开环输出的电压结果如图4.4所示，输出电压稳定。开环控制输出的结果与理论分析结果有较大的偏差，输出的电压没有到达48V，因为开环控制系统里面存在许多干扰因素，包括电子元器件自身的内在干扰因素，所以输出结果误差较大，这就是开环控制系统的不足之处。图4.4输出的电压波形4.2 闭
43、环仿真为了克服开环控制系统输出结果误差较大的现象，再设计出闭环控制系统。主电路和控制电路见图4.5示，控制电路采用闭环控制系统。电路中的二极管都采用理想二极管，MOSFET采用理想开关管代替。其中，电阻R7是一个与输出滤波电容C2串联在一起的“等效串联电阻”，是为了进一步降低输出电压的纹波。HC08D是一个与门器件，LM339A是一个低功率的电压比较器，LF353是一个功率运算放大器，通过R4、R5组成的分压器检测出输出电压Uo的值，将输出的电压值通过误差放大器与参考电压进行比较，得到误差值，将误差值通过脉宽调制器PWM与锯齿波电压进行比较，得到PWM矩形波脉冲列，此脉冲列通过驱动器并以负反馈
44、的方式，对变换电路进行PWM控制，将粗电转换成另一数值的直流稳定电压(精电)，达到稳定输出电压的目的，这些构成一个闭环控制系统。图4.5SIMetrix闭环仿真电路图电路的输出电压波形1如图4.6所示，可以看出整个系统在80ms时达到稳定。图4.6闭环电路的输出电压波形1输出结果为48V，如图4.7所示，仿真结果与理论分析的结果一样。图4.7闭环电路输出电压波形2输出的电流波形如图4.8所示，与理论值10.417A接近，误差较小，与理论相符。图4.8输出的电流波形结束语通信电源是向通信设备提供直流电或者交流电的电能源，它是任何通信系统赖以正常运行的核心部分。通信质量的高低与通信系统中的各种通信
45、设备的性能、质量有关，但与通信电源系统供电质量的优劣也是分不开的，如果通信电源系统供电质量不符合相关技术指标的要求，将会引起电话串、杂音增大，通信质量下降，误码率增加，造成通信的延误或差错。一旦通信电源系统发生故障而中断供电，就会使通信中断，甚至使整个通信站陷于瘫痪，从而造成严重的损失。通信电源是通信系统的“心脏”，它在通信网络上处于极为重要的位置。这款双管正激式转换器，可以应用于较高电压输入(如400V)、较大功率输出的场合(如500W)，它的应用范围较广。随着通信电源技术的发展，今后可以设计出更好的电源技术，以适应现代通信电源技术的快速发展。致谢首先，我要感谢我的指导老师李宇老师，本课题是
46、在李老师的谆谆教导和悉心关怀下完成的。在毕业设计期间，李老师传授了许多的实际经验和方法，给予了我大量富于启发性与建设性的建议。李老师严谨的治学态度、高度的责任心、崇高的品格、渊博的知识以及丰富的实践经验都使我受益匪浅。在此，谨向李老师致以最诚挚的谢意。同时，感谢夏翔老师在学习和生活中给予极大的帮助、指导与支持。感谢宿舍同学在学习生活中的热心帮助，以及其他所有兄弟姐妹，是他们令我置身于一个互相友爱、互相帮助的集体中。感谢我的父母对我的养育之恩及所有家人无私的支持与鼓励，是他们给了我强大的精神动力与物质后盾，使我能够全力以赴地完成学业。谨以此机会向所有给予我关心、支持和帮助的人们表示衷心的感谢，并向审阅本文的老师表示诚挚的谢意。参 考 文 献1 丁道宏. 国内外的开关电源发展展望J. 电气时代. 2001，10：1214.2 丁道宏. 电力电子技术M. 北京：航空工业出版社，1999.3 张占松，蔡宣三. 开关电源的原理与设计M. 广州：电子工业出版社，1998.4 陈坚. 电力电子变换和控制技术M. 北京：高等教育出版社，2001.5 石键将，双管正激变换器的组合研究D. 南京：南京航空航天大学，2003.