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1、1 / 10 移相控制全桥 ZVSPWM 变换器的分析与设计 http:/ 2007 年 12 月 21 日社区交流 关键字： LM317 电源瞬时波动基准电压真音频功放焊机电源SVC 控制系统 阐述了零电压开关技术(ZVS 在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模 态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条 件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。 0 引言 上世纪 60 年代开始起步的DCDC PWM 功率变换技术出现了很大的发展。但由于 其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出 滤波器的优化
2、设计。因此，在上世纪80 年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结 合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了 单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在 分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W 的 DCDC 变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 11 电路原理 图 1 所示为移相控制全桥ZVS PWM 谐振变换器电路拓扑。Vin 为输入直流电压。Si (i=123，4为第 i个参数相同的功率MOS 开关管。 Di 和 Gi(i=l ，2，3，4为相应的体 二极管和输出结电容，功率开关管的输出
3、结电容和输出变压器的漏电感Lr 作为谐振元件， 使 4 个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1 和 S3 构成超前臂， S2 和 S4 构 成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1 和 S3，S2 和 S4 之间人为地加入了死区时间t， 它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1 和 S4 ，S2 和 S3 之间 的驱动信号存在移相角 ，通过调节角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控 制。 Lf 和 Cf 构成倒 L 型低通滤波电路。 2 / 10 图 2 为全桥零电压开关PWM 变换器在一个开关周期内4 个主开关管的驱动信号、两 桥臂中点电压VAB 、变压器副边电
4、压V0 以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分 析，分析时时假设： 错误! 3 / 10 (1所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间； (24 个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs ，i=1， 2，3，4，Cs 为常数； (3忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻； (4滤波电感足够大。 12 各工作模态分析 4 / 10 (1原边电流正半周功率输出过程。在t0 之前， Sl 和 S4 已导通，在 (t0 一 t1内维持 S1 和 S4 导通， S2 和 S3 截止。电容C2 和 C3 被输入电源充电。变压器原边电压为Vin， 功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移
5、相控制全桥电路的工作状态 和普通 PWM 硬开关电路相同。 (2(t1 一 t1 ：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1 上的驱动脉冲变为低电平， S1 由导通变为截止。电容C1 和 C3 迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf 串联谐振，在 谐振结束前 (t2 之前 ，使前臂中心电压快速降低到一07V，使 D3 立即导通，为S3 的零 电压导通作好准备。 (3(t1 一 t3 ：原边电流止半周箝位续流过程。S3 在驱动脉冲变为高电平后实现了零 电压导通，由于D3 已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但 原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4(t3-t4 ：S
6、4 关断后滞后臂谐振过程，t3 时加到 S4 的驱动脉冲电压变为低电平，S 4 由导通变为截止，原边电流失去主要通道。C4 和 C2 开始充放电，与谐振电感Lr 串联谐 振。 D2 导通续流，为S2 的零电压导通作好准备。原边电流以最大变化率从正峰值急速下 降。 (5(t4 一 t5：电感储能回送电网期。t4 时刻 D2 已导通续流，下冲的电流经D2 返回 到电源 EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。 原边电流下冲到零点。(6(t5 一 t6：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2 和 S3 都 已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。但副边两整流二极
7、管正是同时导通 和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时 间设计是关键。 各时段工作模态等放电路如图3 所示，图3 中未画出变压器副边电路。 5 / 10 2 关键参数设计 21 死区时间设计 该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关 管的电压应力限制和ZVS 的实现。为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半， S1 要比 S3 提早关断 tdeadF1 ，S4 要比 S2 提早关断tdead2 。如果 4 个开关管的输出结电 6 / 10 容 COSS1 COSS4 是一样的，从理论上讲只要tdead0 就可以了。
8、但实际上4 个开关管 的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条 件： S1 上的电压到达Vin/2 ，也就是D1 已经导通；同样，S4 上的电压到达Vin2，也就 是 D4 已经导通，虽然4 个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可 以把 COSS1 COSS4 看作是器件手册里给定的参数。假定都是COSS ，要满足上述条 件，死区时间的设计应满足如下不等式。 S2 和 S4 的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2 时间段对S3 的结电容充电， 同时埘 S2 和 S4 的结电容放电来实现的。实际上，死区时间不可能设计得很大。在原边电
9、流上冲过零点之前，结束tdead2 让 S4 开通，以实现主动功率丌关管的零电压开通。若td ead2 太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。因此滞后臂的ZVS 条 件可表示为 由此可见，根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。 由于 式中： n 为变压器的变比； Lm 为变压器初级电感量； fs 为开关频率。 7 / 10 将式 (3代入式 (1和式 (2，可以得到两个死区时间的统一设计式 22 谐振参数的设计 谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面 推荐的方法来设计。 首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n，其计算
10、公式如下。 式中： VOmin 为输出直流电压： VD 为输出整流二极管的通态压降； VIf 为输出滤波电感上的直流压降； Dsecmax 为副边占空比。 根据期望的谐振电容的最大应力VCmax ，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。 式中： Tmax 为最大开关周期。 再根据 LC 振荡频率fs 来设计谐振电感Ls 的大小，其计算公式如下。 8 / 10 Ls 的选择也涉及到很多问题，取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振 荡，降低开关损耗；但过大义延长了占空比丢失时间，使整机的效率明显降低。如取小 些，负载电流最大时仍能控制移相稳定，提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小， 但
11、增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。 3 实验结果 根据以上方法设计和制作了200W 移相全桥谐振ZVS 变换器实验样机，其主要参数如 下： 输入直流电压Vin 为 280 550V ； 输出直流电压Vo 为 24V ； 输出电流 Io 为 O8.33A ； 开关频率 fs 为 200kHz ； 4 个主开关管为IRFPG40 ； 驱动控制芯片为UC3875 ； MOSFET 驱动芯片采用了MIC4420 ； 输出整流二极管为MUR3020 ； 输出滤波电感Lf 为 19.8H； 输出滤波电容Cf 为 1800F； 谐振电感 Lr 为 28H 。 图 4 示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。 9 / 10 4 结语 10 / 10 本文在移相全桥ZVS 电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌，分析了谐振电路在各时 序工作模态下的电路原理。变换器的两个死区时间也合理设计来保证开关管的开关应力， 同时满足各个开关管的ZVS 实现条件。谐振参数的设计可以按推荐的方法次序来设计。 发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。因此 更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方 向。