IGBT指南剖析.pdf

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1、1 介绍： 因为 IGBT 具有简单的门极驱动和较低的导通损耗，所以在大电流和大电压的应 用场合中它迅速取代了双极性功率晶体管。而且它在开关速度， 导通损耗和耐用 上的良好的折衷使得它在高频和高效领域中能逐步替代MOSFET 的位置。实际 上，除了十分低电流的应用，工业生产的趋势是用IGBT 取代功率 MOSFET 。 为了帮助理解折中和帮助电路设计人员更好的选取和应用IGBT ，这个应用文件 提供了一个简单的IGBT 技术的介绍和 APT IGBT 的数据表。 怎样选择 IGBT 这个部分被专门放在技术文章之前。下列棘手的问题的答案将帮助确定那些 IGBT 适合于特别的应用。在 NPT 和

2、PT 之间的不同过会儿以使用条件和图的 形式解释。 1 工作电压是多少？使得阻断IGBT 的最高电压应该不大于VCES的 80% 2 它是硬开关还是软开关？因为他们拖尾电流较小，所以 PT 更适合于软开关， 但 NPT 也可工作于软开关。 3 流过它的电流是多大？前两数字给出一个可用的电流的大概的指标。在硬开 关应用中，频率 -电流曲线将有助于决定该器件是否适合该应用。数据表中的 测试条件和实际应用中的不同应该被考虑在内。使用的示例将稍后给出。在 软开关应用中，应该将IC2作为起始点。 4 希望的开关速度是多少？如果答案是越快越好的话，那么PT 就是最好的选 择。另外，在硬开关应用中频率-电流

3、曲线将有助于解决这个问题。 2 5 短路能力能达到要求么？在类似于电机驱动的应用中，答案是肯定的，而且 此时开关频率相对较低。 NPT 是达到要求的。 开关电源一般不要求短路能力。 图 1N-沟道 IGBT 横断面 一个 N-沟道的 IGBT 是在 N-沟道功率 MOSFET 基础上构造出一个p 类型衬底。 象图 1 中所显示的一般的IGBT 横断面那样。（PT IGBT 是另外加了一层 n+） 。 结果上， IGBT 的工作特性和功率MOSFET 是十分类似的。发射极和门极的正 电压使得电子能在体区中向门极流动。如果门极 -发射极电压等于或大于阀电压， 那么将有足够多的电子穿过截面聚集到门极

4、形成导通沟道，使得电流从集电极流 到发射极（精确的说，是允许电子从发射极流到集电极）。而电子的流动使得正 离子（空穴）从 p 类型的衬底向发射极方向进入漂流区。这使得IGBT 的等效电 路如图 2。 图 2 IGBT 等效电路 第一个电路表示是在一个达林顿构造中用一个N-沟道的功率 MOSFET 来驱动一 个 PNP 双极型晶体管。 第二个电路简单的表示为一个二极管和一个N-沟道的功 率 MOSFET 串联。大概看一下， IGBT 自身的导通压降是一个二极管的压降加 上一个 N-沟道的功率 MOSFET 的压降。而实际上 IGBT 的导通压降总是至少等 于一个二极管的压降。然而，和功率MOSF

5、ET 相比，在相同体积，相同温度和 电流下， IGBT 有较低的导通压降。原因是因为MOSFET 的主要载流子只有一 种，象 N-沟道的 MOSFET 的载流子只有电子。就象前面所提到的，在N 沟道 的 IGBT 中 p 类型的衬底将空穴注入到漂移区。因此，IGBT 的电流是由电子和 3 空穴构成的。空穴（少子）的注入显著的减少了漂移区的阻抗，增加了电导。所 以，IGBT 与功率 MOSFET 相比最大的优点就是减少了导通压降 天下没有免费的午餐，低导通压降的代价是降低了开关速度，尤其是关断时间。 这是因为在关断时电子突然停止流动是通过门极和发射极的电压小于阀值电压 来实现的。但是，空穴在漂移

6、区中，是没有办法将它们移走的，除了电压梯度和 空穴的重新复合。 IGBT 在关断时有一个拖尾电流，直到所有的空穴被移走或复 合。复合率是可以控制的，即n+耗尽层的目的，如图1。耗尽层在关断时快速 的吸收空穴。并不是所有的IGBT 都有 n+耗尽层，含有的称之为PT，不含有的 称之为 NPT，PT IGBT 一般被归结为不对称型，NPT IGBT 一般被归结为对称 型。 另一个代价是当 IGBT 不在数据表所规定的范围内工作时会发生擎住效应。它是 一种错误模式，此时IGBT 不再能门极关断了。当任何IGBT 被误用时都有可能 发生擎住效应。因而，它可以解释一些问题 基本的 IGBT 类似于一个晶

7、体管，称之为PNPN 结。这个可以通过分析更详细 的电路模型来解释，如图3。 图 3 类似于晶体管的IGBT 模型 4 在所有的 N 沟道的 MOSFET 和 N 沟道的 IGBT 中都存在一个寄生的NPN。晶 体管的基极是 IGBT 中的体区，为防止它开通，用发射极将PN 结短路。要注意 的是，模块中含有一些称之为扩展电阻的阻抗，如图3。IGBT 中 PNP 部分是由 P 型衬底，漂移区和体区构成。 PNPN 构造形成了寄生的晶体管。 如果寄生 NPN 晶体管开通，并且 NPN 和 PNP 增益的之和大于 1，就会产生擎住效应。擎住效 应可以通过对 IGBT 设计来避免，如优化杂质层，改变不

8、同区域的几何形式。 NPN 和 PNP 的增益之和被设置成小于1。当温度增加的时候， PNP 和 NPN 的 增益和体区扩展电阻也随之增加。非常高的集电极电流能提供足够的压降使得 NPN 管开通，管芯内额外的热量会增加寄生晶体管的增益使其增益之和大于1。 如果这个情况发生，寄生晶体管就擎住，IGBT 就不能通过门极关断，并且可能 因为过流而损坏。这是静态擎住效应。关断时较高的dv/dt 和过多的集电极电流 也能导致增益的增加和NPN 管的开通。这是动态的擎住效应，它限制了安全工 作区域的大小， 因为它发生时的集电极电流比静态擎住效应时的低很多，同时它 还取决于关断时的电压变化率。如果不考虑关断

9、时的dv/dt ，则只要 IGBT 工作 在最大电流和安全工作区范围内，静态和动态的擎住效应就不会发生。可以通过 对门极阻抗的调节来决定开通关断时的电压变化率，过冲和振荡。 NPT 和 PT 技术： 导通损耗： 当开关速度给定时， NPT 技术的 VCE（ON）一般高于 PT 技术。因为 NPT 的 VCE （ON）是随着温度的增加而增加的（正温度系数） ，PT 的 VCE（ON）是随着温度的 5 增加而减少的（负温度系数）所以这个差别就更大了。但是，对于任何IGBT， 无论是 PT 还是 NPT，开关损耗和 VCE（ON）。高速的 IGBT 的 VCE（ON）高，低速 的 IGBT 的 VC

10、E（ON）低。实际上，一个十分高速的PT 的 VCE（ON）是有可能比有 低速开关的 NPT 的 VCE（on）高。 开关损耗： 当 VCE（ON）给定时， PT IGBT 有较高的开关速度和较低的开关能耗。这是因为 较高的增益和少数载流子的寿命的减少减小了拖尾电流。 可靠性： NPT 有很典型的短路能力， 而 PT 一般没有。NPT 比 PT 能吸收更多的雪崩能量。 NPT 更加可靠，因为它有较宽的基极和较低的PNP 管的增益。这是通过对开关 速度的折中所带来的主要的优点。PT IGBT 的 VCES很难大于 600V，而 NPT 却 很容易达到的。APT 提供了一系列非常快速的1200V

11、的 PT IGBT ， 第七代 MOS 管 IGBT 系列。 温度的影响： 对于 PT 和 NPT 的 IGBT ，开通时开关速度和开关损耗实际上是不受温度影响 的。二极管的反向恢复电流是随着温度的增加而增加的。在功率电路中受温度影 响的外部二极管将影响IGBT 的开通损耗。 对于 NPT IGBT，关断速度和开关损耗在温度变化范围内是相对不变的。对于 PT IGBT 关断速度和开关损耗结果上是随着温度的升高而升高的。但是，拖尾 电流的减少其开关损耗也随之减少。 6 就象前面所提到的，典型的NPT IGBT 具有正的温度系数，这使得它们适合与 并联，因为一个较热的元件比一个较冷的元件能流过更少

12、的电流。所以所有的仪 器很自然的就能起分流的作用。通常的误解是PT IGBT 因为它们是负温度系数 而不能被并联。 PT IGBT 能并联的原因如下： 1 它们的温度系数接近于零， 并且当流过较高的电流时温度系数有时会变成正 的。 2 通过散热器，热量的均分能强迫器件的分流，因为热的器件会给相邻的器件 加热，这样就降低了它们的导通压降。 3 受温度系数影响的参数在器件中被很好的匹配 APT 的 IGBT： APT 提供了三种 IGBT，它们覆盖了应用中的大部分范围： 第七代功率MOS 管系列： 600V 和 1200VPT 技术的 IGBT，在编号中为“ GP”，是市场上最快的IGBT，是 专

13、门为高频（与 /或）对拖尾电流很敏感的应用（如软开关）所设计的 雷电系列： 600V 仅使用NPT 技术的IGBT ，编号为“GT”，在硬开关应用中频率能达到 150KHZ ， ，抗短路能力强，适合用于开关电源和电机驱动。 快速系列： 600V，1200V 使用 NPT 技术的 IGBT ，编号为“ GF”，抗短路能力强，导通压降 低，适合于低于 100KHZ 的硬开关的应用中，如，电机驱动。 7 APT 的第七代功率管是唯一的有极快的开关速度和合并了一个金属的门极和开 放单元式的构造。 这样的结果是有了极其低的EGR（equivalent gate resistance, EGR） 典型值是

14、一个欧姆。 比门极用多晶硅的器件的EGR 要低一到两个数量级。 低的 EGR 能加快开关速度和降低开关损耗。合并了一个金属的门极和开放单元 式的构造可以产生极其均匀， 快速激励的门极， 这种结构可减少开关瞬态过程中 发热点，从而增加可靠性， 开放单元结构也可增加对于生产过程中所产生的缺点 的容忍度。 数据表排版： 由 APT 提供的数据表的目的是给功率电路的设计者门提供一些有用和方便的相 关信息，包括在某个应用中针对某个情况的合适的器件的选取。图表能帮助设计 者门从一个工作条件下的设定推出其它的。但是测试结果是与其电路有关的，尤 其是依赖于集电极和发射极杂散电感，门极驱动电路的设计以及布板，

15、所以不同 的测试电路有不同的测试结果。 下列的排版提供了APT 数据表的定义和关于IGBT 性能的详细介绍。 最大额定值： VCES-Collector-Emitter Voltage 8 这是当门极和发射极短路时集电极和发射极之间的最大电压。这是最大的额定， 它取决于温度，实际上允许的最大集电极和发射极电压要小于VCES。见静态电 气性能中的 BVCES的描述。 VGE-Gate-Emitter Voltage VGE是门极和发射极之间连续的最大电压。它的目的是防止门极氧化物被击穿和 限制短路电流。实际上，门极氧化物的击穿电压是明显高于这个，在任何时候， 只要工作电压低于这个额定电压就能保证

16、应用的可靠性。 VGEM-Gate Emitter Voltage Transient VGEM是门极和发射极之间的最大脉冲电压。他的目的是防止门极氧化物被击穿。 门极的瞬态过程不仅可以通过门极驱动信号，还可以通过在门驱动电路中的杂散 电感和门极集电极之间的电容引发的。如果门极的振荡幅度大于VGEM，那么 电路中的杂散电感需要被适当的减少， （与/或）门极阻抗需要被增加来减小开关 速度。除了功率电路的布板， 门极驱动电路的布板也是重要的，合理的布板可减 小有效门极驱动回路面积以及杂散电感。 如果使用了齐纳管， 我们建议把它连接到门极驱动和门极电阻之间，而不是直接 接到门极上。负的门极驱动不是必

17、须的，但是可以被用于实现最大的开关速度， 因为可以避免由于电压变化而引起的误开通。如果想获得更多的关于门极驱动的 信息，请见 APT9302 。 9 IC1，IC2连续的集电极电流： IC1，IC2是在结点温度最大时管芯中连续的最大直流电流。它们是以结点到外壳 的热阻值以及外壳的温度为基础的，详见如下： ConCE JC CJ D IV R TT P )( (max) 这个式子简要的说明了可以消耗的最大热量， JC Cj R TT (max) ，等于由导通损耗产生 的最大允许的热量 ConCE IV )( 。这里不包含开关损耗。 )( (max) onCEJC CJ C VR TT I 当然

18、VCE（on）取决于 IC（还有结温）除了相对较低的电流，VCE（on）和 IC的关系 是近似线性的，如图5。 图 5VCE（on）和 IC的近似线性关系 VCE（on）的曲线是在高温下做出的曲线，VCE（on）的弯曲部分是处于温度上升阶 段。 （为了计算数据表中的数值，考虑到不同器件之间的差异，APT 使用了最大 的 VCE（on），它比典型值要高） VCE（on）和 IC的关系如下： )()()(zeroCEonCEConCE VRIV 把它代入（ 2）式得： JC CJ zeroCEConCEC zeroCEonCECJC CJ onCEJC CJ C R TT VIRI VRIR TT

19、 VR TT I (max) )()( 2 )()( (max) )( (max) )( 10 解得： )( (max) )( 2 )()( 2 )(4 onCE JC CJ onCEzeroCEzeroCE C R R TT RVV I 式（5）中 IC是指使管芯加热到在最大结温时的连续直流电流。IC1是 TC为 25 度时的值。 IC2是 TC较高时的值，它比IC1更有用，因为工作温度不可能只是25 度，但是它仍然没有将开关损耗考虑在内。 图 IC-TC 为了帮助设计者为某个特定的应用选择器件，APT 提供了表示最大集电极电流 和模块温度关系的图。曲线图是在整个外壳温度范围内解公式5 得到

20、的。图6 为一个例子， 从中可以看出， 在较低的温度下， 封装的引脚而不是管芯限制了电 流在 100A 以内。 图 6 最大集电极电流模块温度 使用 IC1，IC2额定值 IC1，IC2额定值和最大集电极电流模块温度的图在最大结点与外壳之间热阻 的基础上简单的显示了器件能承受的连续的最大理论直流电流。它的目的主要是 比较器件的优点。在软开关应用中，选择器件时IC2是一个较好的起始点。在硬 开关或软开关应用中，器件能够安全的流过电流的大小取决于： 1 开关损耗 2 占空比 3 开关频率 11 4 开关速度 5 散热器散热能力 6 热阻和脉动 所以是你不能简单的假设器件在某个开关模式的功率变换器下

21、能安全的流过相 同的电流，就象 IC1， IC2额定值或最大集电极电流与外壳温度曲线图所示的那样。 如果你在选择适合你应用的器件或模块时需要提供帮助，则APT 可以提供技术 支持 ICM脉冲集电极电流 这个值是表示器件能承受的最大集电极脉冲电流，它比连续直流电流大很多。 定 义 ICM的目的如下： 1 使得 IGBT 工作在转移特性的线性区域。见图7。对应不同的门极 -发射极电 压（是 IGBT 能开通）就有一个最大集电极电流。如图7 中，门极 -发射极电 压为一个给定值，当IC超过线形区域的转折点以后，那么集电极电流的增大 就会导致集电极 -发射极电压的显著增长， 同时增加了导通损耗并使得器

22、件容 易损坏。对于典型的门极驱动电压，ICM应低于那个转折点。 2 为了防止器件烧毁和发生擎住效应。尽管理论上脉冲宽度很小以致于不会使 管芯过热，但是如果明显超过了ICM的话会导致局部管芯过热，这样会烧毁 器件或发生擎住效应。 3 为了防止管芯过热。在根目录“可重复值：脉冲宽度由最大结温所限制”表示 ICM是以受脉冲宽度所限制的热阻为基础的。有两个原因总是对的： 12 a 在发生损坏，管芯温度大到超过最大结温之前之前ICM是有一定余地的 b 不管实际损坏的机制是什么，最后总是因为过热而损坏的。 4 为了避免通过线路的额外的电流所带来的问题，尽管可能是流过管芯过多电 流所带来的首要问题。 图 7

23、 IGBT 转移特性 考虑到关于 ICM的热量限制，温升取决于脉冲宽度，脉冲间隔时间，热量的扩散 和 VCE（on），还有脉冲电流的幅值和形状。工作于ICM的限制范围内并不能保证 最大结温不会被超过。 参见在一个电流脉冲中通过最大瞬态热阻曲线来预测结温 讨论。 ILM，RBSOA ，and SSOA Safe Operating Areas 这些定义都是相关的。 ILM是在没有缓冲器硬开关应用中器件能安全开关的带箝 位的负载电流。测试条件是专门的（外壳温度，门极阻抗，箝位电压，等等）。 ILM是受关断瞬态所限制的，即门极正偏和在零或者负偏时开关。因此，ILM和反 偏安全工作区域（ RBSOA

24、）是类似的。 ILM是最大电流， RBSOA 是在特定电压 下的最大电流。 安全工作区域开关 （SSOA ）简单的说是在 VCES时的 RBSOA 。前向偏置安全工 作区域（ FBSOA ）包括了开通瞬态过程，它的典型值比RBSOA 大很多，并且 它的典型值没有在数据表中列出来。只要没有超过额定值， 电路设计者就没有必 13 要担心缓冲区，最小门极阻抗，或电压变化率的限制。 EAS单相脉冲雪崩能量 所有器件都是用 EAS来定义雪崩能量。 雪崩能量的额定值与是无箝位的感应开关 的额定值意思是相同的。EAS包括热量限制，缺陷限制和表示在25 度时在最大 允许外壳温度以内能安全的吸收多少反向雪崩能量

25、。第七代的 MOS 管中的开放 式单元结构减小了EAS中的缺陷。即在封闭单元结构中的缺陷能导致器件在雪崩 时发生擎住效应。没有通过测试就不要使使IGBT 工作在雪崩条件下。 测试电路的条件在根目录中列明了，并且EAS等于 2 2 C iL ，L 是电感值， iC是峰 值电流，会在测试时突然加到器件的集电极。IGBT 的击穿电压的电感电压就会 导致雪崩击穿。雪崩击穿时允许电感电流流过IGBT，尽管 IGBT 是关断的。储 存在电感里的能量和漏感能量， （与/或）杂散电感能量相似，都是测试中器件上 消散的能量。 在应用中，如果漏感和杂散电感引起的振荡幅值并没有超过击穿电 压，那么器件就不会发生雪崩

26、效应，因此也不需要消散雪崩能量。器件的雪崩能 量提供了一个依赖于器件额定电压和系统电压降额度的网络，包括尖峰。 PD-总共耗散的功率 是指器件在最大结温和壳温在25 度时的热阻的基础上能耗散的最大功率。 JC CJ D R TT P (max) 当外壳温度大于 25 度时线形降额度与 R 成反比。 14 TJ，TSTGOperating and Storage Junction Temperature Range 是指允许储存的和工作时结点温度的范围。这个范围的极限是要能保证器件能达 到最低寿命。 小于这个范围工作能显著的提高工作寿命。实际上结温和工作寿命 是一个指数的关系的，但是作为“首要规

27、则” ，只考虑温度的影响，结温每减小10 度，工作寿命能提高一倍。 静态的电气性能 BVCES-集电极发射极击穿电压 测量实际的集电极-发射极击穿电压而不毁坏器件实际上是不可能的。因此， BVCES是指在特定温度流过不超过指定的集电极电流时的集电极-发射极电压。 这是实际的击穿电压的轨迹。 图 8 规格化的击穿电压 -结温 如图 8 所示， BVCES是正温度系数。当漏电流固定时，IGBT 在热的时候比在冷 的时候能承受更高的电压。事实上，在冷的时候，BVCES的值比 VCES要小。例 如图 8 中，-50 度时 BVCES只是 25 度时的 93%。 RBVCESReverse Collec

28、tor-Emitter Breakdown Voltage(反向集电极 -发射极 击穿电压 ) 这是反向集电极 -发射极击穿电压，也就是，当发射极电压比集电极电压高。象 BVCES一样， RBVCES是在特定温度流过不超过指定的发射极电流时的发射极- 15 集电极电压。典型值是 15V， 但是 RBVCES通常不是指定值， 因为在设计时 IGBT 不是用来承受反向电压。即使理论上NPT IGBT 能承受与正向电压相同的反向 电压，一般来说，因为制造工艺的问题是不能承受这么高的电压的。PT IGBT 因为 n+缓冲层的关系，不能承受十分高的反向电压。 VGE（th）门极起始电压 这是集电极电流开

29、始流动时的门极-源极电压。测试条件（集电极电流，集电极- 发射极电压， 结温）也是给定的。 所有 MOS 管的呈现出 VGE （th）的不同。因此， VGE（th）的范围是给定的， 从最小到最大表现出VGE（th）的分布范围。 VGE（th）是 负温度系数，意味着当管芯温度升高时， IGBT 开通时的门极 -发射极的电压较低。 这个温度系数的典型值是12mV/ ，和功率 MOSFET 是一样的。 VCE（on）集电极 -发射极导通压降 这是当集电极电流、门极 -发射极电压和结温给定时的集电极-发射极电压。因为 它受温度影响很大，所以给出了在室温和高温时的值。 图显示了典型集电极 -发射极电压和

30、集电极电流、温度和门极-发射极电压之间的 关系。从图中可以看出， 电路的设计者可以预测导通损耗和VCE（on）的温度系数。 导通功率损耗等于VCE（on）乘以集电极电流。 温度系数是一条VCE（on）和温度的 曲线。 NPT IGBT 有正的温度系数，意味着当结温升高时，VCE（on）升高。从另 一方面 PT IGBT 倾向于负的温度系数。它们的温度系数都是随着集电极电流的 增加而增加的。当电流变大时，PT IGBT 的温度系数实际上是由负变到正。 16 ICES集电极截止电流 这是当集电极 -发射极电压和门极 -发射极电压给定时，器件关断时从集电极到发 射极的漏电流。因为漏电流随温度增长，所

31、以给出了室温和高温时的ICES。它引 起的损耗是 ICES乘以集电极 -发射极电压。 IGES门极 -发射极漏电流 当门极 -发射极电压给定时的门极漏电流。 动态性能 图 9 显示了 IGBT 的等效电路，包括端子之间的电容，即输入，输出，反向转 移电容是这些电容的组合。见APT0103 获得更详细的信息。测量电容的测试条 件是数据表中给定值。 图 9 IGBT 电容 Cies输入电容 这是集电极和发射极之间对交流信号短路时的门极和发射极之间的输入电容。 Cies是由门极 -集电极电容和门极 -发射极电容并联构成： GCGEies CCC 当输入电容被充电达到阀值电压时器件开通，当放电到pla

32、teau 电压时关断。因 此，在开通和关断延迟时间是与驱动电路的阻抗和Cies有直接的关系。 17 Coes输出电容 这是当门极和发射极之间对于交流短路时集电极和发射极之间的输出电容。它由 CCE和 CGC并联构成： GCCEoes CCC 在软开关的应用中， Coes是十分重要的，因为它能影响到电路的谐振 CRES反向转移电容 这是当发射极接地时的集电极和门极之间的电容，它等于门极和集电极之间的电 容： Cres=CGC 反向转移电容， 通常被作为米勒电容， 它是影响开关时的电压上升和下降时间的 主要参数之一。 图 10 电容集电极 -发射极电压 图 10 显示了典型电容值集电极-发射极电压

33、的一个示意图。容值随着集电极- 发射极电压的增加而减少， 尤其是输出电容和反向转移电容。这个变化是门极电 荷数据的目的，它是可以被解释的。 VGEP平台压降 图 11 显示了门极 -发射极电压与门极电荷的关系。开通顺序是从左到右， 关断顺 序是从右到左。测量门极电荷的方法在JEDEC24-2中被描述。门极平台电压 VGEP被定义为开通瞬态过程中门极驱动电流不变时能达到最小门极-发射极斜率 时的门极 -发射极电压。换句话说，就是门极电荷曲线在经过第一个转折时的门 18 极-发射极之间的电压，见图11。相反， VGEP是关断时最小斜率时的最小门极- 发射极电压。 平台压降是随着电流的增加而增加的，

34、但是它不随着温度的增加而增加。当用 IGBT 替换 MOSFET 时要小心。高压的功率MOSFET 管在 10V 或 12V 的门极 驱动电压时可以很好的工作， 但是由于平台压降的存在， 除非门极驱动电压增加， 否则 IGBT 在大电流条件下开关可能很慢或者不能完全开通。 图 11VGE和门极电荷函数关系 从图 11 可以看出，Qge是曲线中从原点到达第一个转折点时的电荷，Qgc是从第 一个转折点到达第二个转折点时的电荷，Qg 是从原点到达 VGE等于峰值驱动电 压时的电荷。 门极电荷是随着集电极电流和集电极-发射极电压的变化而变化的，但是温度对 它没有影响。 测试条件是给定的。 而且，门极电

35、荷曲线图的都包含在相同的集电 极电流和不同的集电极-发射极电压的数据表中。门极电荷值可以反映出存储在 以前所描述的内部电容中的电荷。门极电荷通常被用来设计门极驱动电路，因为 要考虑到在一个开关尖峰时电容电压的变化。参考应用文件APT0103 ，可以获 得更多的有关门极电荷的信息。 开关时间和能量 图 12 导通和开关损耗测试电路 19 图 13 开通波形和定义 IGBT 的开关时间和损耗不是一直很容易预计的，所以 APT 在数据表中为硬开关 的带箝位的感性开关提供了开关时间和开关能量。测试电路和定义包含在每个数 据表中。图 12 为一个用于测量开关时间和开关能量的测试电路，图13 显示了 互相

36、联系的波形和定义。下面的测试条件是在动态性能表中给定的：图12 中的 VCC，电感电流，门极驱动电压，门极阻抗和结温。 要注意的是门极阻抗中包括了门极驱动芯片的阻抗。因为开关时间和能量是随着 温度的变化而变化的（除了Eout） ，所以提供了室温和高温下的数据。图中也提 供了开关时间、能量和集电极电流、结温、门极阻抗的关系。 通常来说， 开通速度、 能量与温度是相对独立的， 或者说实际上随着温度的增加 开通速度的增加 （开通能量的减少） 是很小的。 二极管反向恢复电流是随着温度 的增加而增加的，就导致了Eon2是随着温度的增加而增加。下面会定义Eon1和 Eon2。关断速度是随着温度的升高而减小

37、的，从而使关断能量随之增加。开关速 度，包括开通和关断，随着门极阻抗的增加而减少，从而使是开关能量增加。开 关能量是可以从实际电压和数据表中的开关能量测试电压之间的差别来计算的。 所以如果数据表中测试是用 400V 举例的，而实际电压是 300V ，那么就可以简 单的用数据表中的能量值乘以300/400 。 开关时间和能量与电路中杂散电感和门极驱动电路有很大的关系，尤其是当杂散 电感与发射极相串联时会大大影响开关时间和开关能量。因此在数据表中的开关 20 时间能量和图表仅仅是代表性的，在实际功率电源和马达驱动电路中，从观测结 果来看，其值可能会变化。 td（on）开通延迟时间 开通延迟时间等于

38、门极 -发射极电压超过驱动电压的10% 到集电极电流超过给定 的电感电流的 10%的时间。见图 13 td（off）关断延迟时间 关断延迟时间等于从门极-发射极电压小于驱动电压的90% 到集电极电流小于给 定的电感电流的90%的时间。关断延迟时间是在负载中的电流开始转移之前的 延迟时间。见图 14。 tr电流上升时间 电流上升时间是集电极电流从给定电感电流的10%上升到 90%的时间。 见图 13。 tf电流下降时间 电流下降时间是集电极电流从给定电感电流的90%下降到 10%的时间。 见图 14。 Eon2二极管的开通开关能量 这是在 IGBT 的开通损耗中带箝位的开通感应能量，它包括续流二

39、极管的反向恢 复电流。一个相同型号IGBT 的复合管（ IGBT 中反并联了一个二极管）作为测 试元件在测试电路中被用于箝位二极管，见图12。 开通开关损耗能量是集电极电流和集电极-发射极电压的乘积对时间的积分，积 分时间间隔是从集电极电流上升到测试电流的5%开始到集电极 -发射极电压降 21 到测试电压的5%结束。在图 13 的波形中，积分的时间间隔定义为电流上升和 电压下降的 5%是为了使设备能提供可重复操作可靠的测试方法，而且还能保证 其精确度。 图 14 开通波形和定义 Eoff关断开关能量 这是带箝位的感应关断能量。图12 为测试电路，图 14 为波形和定义。 Eoff是集 电极电流

40、和集电极 -发射极电压乘积的对时间的积分，积分时间间隔从门极-发射 极电压降到 90% 开始到集电极电流降到零为止。这和JEDEC 标准 24-1 中测量 关断能量的定义是一致的。 更旧的数据表中， Eoff的积分间隔定义为从开关瞬态过程开始到持续2 s 为止。 在数据表中将给出每个器件所使用的方法。 Eon1开通开关能量 这仅仅是带箝位 IGBT 上的感应开通能量， 不包括因为续流二极管的反向恢复电 流所增加的 IGBT 开通损耗的影响。图15 为测试电路。 Eon1的积分时间间隔的 定义和图 13 中的 Eon2是一样的。 图 15 Eon1测试电路 gfe正向跨导 正向跨导等于集电极电流

41、除以门极-发射极电压，它是随着集电极电流，集电极- 22 发射极电压和温度的变化而变化的。高跨导相对应的是低开启电压， 较快的电流 上升和下降。跨导对于双极型晶体管是十分重要的。另一方面IGBT 在跨导下降 以前受热量的限制，所以说明书中不是都有用的。 很重要的一点是即使在高门极-发射极电压时IGBT 也能具有相对高的增益。这 是因为随着门极 -发射极电压的增高不仅会增加电子的流动而且还会增加空穴的 流动。高电压功率MOSFET 一旦完全导通，其增益受门极电压影响很小。 温度和机械特性 Rjc结点到壳的热阻 这是管芯结点到外壳之间的热阻。器件功率损失的结果就是产生热，热阻用来计 算以功率损耗为

42、基础的管芯的发热量。它之所以称之为热阻是因为用电子模型可 以从稳定的静态功率损耗推测温度的增长，见图16。 图 16 热阻模型 功率损耗模拟为流经热阻的电流，热阻模拟为可以产生温升的电阻，温升模拟为 电压的上升。而且应另加一个电阻使之于壳到散热器和散热器到环境的热阻相串 联。在不同的物理位置下的温度被模拟为在热阻电路模型中的电压。这样，在一 个稳定静态的基础上，结温等于： JCLossCJ RPTT 器件功率损耗是平均开关损耗、导通损耗和漏感损耗之和。 典型的说， 漏感损耗 可以被忽略的。因为壳到散热器和散热器到环境的热阻完全取决于应用（导热膏， 散热器的类型等等）， 23 所以数据表中只给出

43、了热阻。 有时在一些典型应用中会给出Rjc，但总是需要散 热器类型。 就象最大连续直流电流额定值， 总共功率损耗和频率与电流的关系的都是以最大 热阻为基础的。使用最大Rjc值是要考虑到正常生产产生的差异要留有一定的 裕量，同时也要给应用留有一定裕量工业上趋势是要减小最大的R jc值和典型 值之间的差值，而典型值一般都是不公布的。 Z JC结点到壳的热阻抗 热阻抗是热阻的动态表示方法。 热阻抗要考虑到器件的热容性， 所以它可以用于 估算由瞬时功率损耗引起的瞬时温升。 瞬时热阻抗是由器件的不同数量和不同持续时间的功率脉冲决定的。 结果是瞬时阻抗是“曲线簇”，图 17 是一个示例。注意曲线簇是以最大

44、Rjc为基础 的，象前面所讨论的那样，它考虑了裕量。计算峰值结温的方法如图17。对于 非方波的功率脉冲，可以用线形化来近似计算。 有用的频率 -电流关系 有用的频率 -电流曲线是数据表中较有用的项目之一。即使在数据表中给定的曲 线是受一些特定的条件所限制（感性硬开关，占空比为0.5，壳温和结温固定， 测试电流、电压、门极电阻固定） ，但它提供了一些实际的指示，即在应用中器 24 件中工作性能如何。工业中的倾向是使用有用的频率-电流作为比较器件优点时 的一个指标，而不是过多取决于IC1，IC2的额定值。 在感性硬开关应用中， 开关频率是受最大和最小脉冲宽度、导通损耗和开关损耗 所限制的。脉冲宽度

45、是由管芯的瞬时热量所限制的。紧接的开关瞬间在大的硬开 关损耗时是没有时间让管芯冷却的。而且，在以其他的方式开关使芯片变的过热 之前是不能允许重复的开关瞬态过程的完成的。依赖于工作温度和瞬时热阻抗的 管芯结点可能会过热，即使占空比很小。 对于电机驱动限制最小的占空比是一个挑战，就象在功率很小的电子车辆中， 需 要有特别小占空比， 除非开关频率降到可以被听的见的范围内或采用一些方案来 产生一些脉宽很窄的脉冲。 为了获得在最小脉冲宽度所对应的最高频率，APT 定义了脉冲宽度的最小限制， 这样整个开关时间（开通和关断时间之和）应该不大于开关周期的5%。在大多 数情况下都可以用瞬间热量分析来证实，所以这

46、是一个合理的限制。 问题是：总 共的开关时间是多少？可用开通和关断电流的延迟时间和电流上升和下降时间 来估算。在图 13，14 中开关波形可以发现这是对整个开关时间的一个近似的估 算。只有在开通期间电压下降时间可以忽略不计的，因为时间相对较短。 总共开 关时间占开关周期的5%的限制给这种近似中提供了足够的裕量。所以在最小脉 冲宽度基础上的最大频率为： froffdonds ttttT f )()( 1max 05.01 25 热量对频率的限制为： diss offon cond JC CJ t EE P R TT P 2 Pcond是导通损耗（集电极电流乘以VCE（on），再乘以占空比） td

47、iss是为了维持给 定结温使得 Eon2，Eoff消散的最短时间。因为导通损耗是在占空比为0.5 的基础 上的，所以它和频率相对独立。但是，导通损耗越大，使得开关损耗消散的时间 越长。所以 tdiss的倒数是最大频率： offon cond JC CJ diss EE P R TT t f 2 2max 1 最后， 在给定集电极电流时的最大开关频率简单的说就是fmax1和 fmax2中的小者。 除非在非常小的电流情况下，频率是由热量限制的。 图 18 最大频率 -电流 图 18 显示了对于 600V PT IGBT 的频率 -电流示例。要再次被注意的是， 这个曲 线是在特定的条件下，在带DUT

48、 和箝位二极管的感性硬开关应用中得到的。 数据表推断示例 假设在开关电源中，硬开关模式，20A，200KHZ ，300V ，占空比为 0.35。门极 驱动电压为 15V，门极驱动电阻为 15 欧姆。而且假设结温达到112 度，但是壳 温保持在 75 度。对于 600V 的器件，在应用电压和VCES之间的裕量为 300V， 所以不用考虑雪崩能力。 短路能力也不用考虑。 对于桥式结构， 需要内部反并二 极管。那么将用什么样的器件？ 26 因为这是一个应用于高频并且不需要十分耐用的器件，所以第七代 MOS 管是最 好的选择。 从图 18 频率与电流曲线图中可知这种器件是可以正常工作的。但是，实际应用

49、 中的条件和数据表中的条件是是不同的。我们能从数据表推断出其是否适合于实 际应用。因为频率是受热量限制的，所以我们从fmax2开始计算。从图 19 的输出 特性曲线可以看出，我们能查出125 度时的 VCE（on），它和 112 度时是一样的。 图 19 集电极电流 -集电极 -发射极电压 在 20A ，125度 时， VCE （ on ）大约 为 2.1V ，所 以 20A 时 的导 通损 耗为 2.1*20*0.35=14.7W 。总共可以消耗的功率为 W R TT JC CJ 137 27.0 75112 现在我们需要 112 度、门极阻抗为 15 欧姆时的 EON2和 Eoff。我们能从开关能量 -门极阻抗表中得到，见图20 图 20 开关能量 -门极阻抗 125 度，20A， 15 欧姆时的 EON2值在 15A 和 30A 时的 EON2值之间，其值在 300 和 700 之间。取 500 J。Eoff为大约 270 J。112 度时的值略小于这个值。 图 21，开关能量 -温度 从图 21 可以看出，EON2和 Eoff在 112 度时约为 125 时的 80%。 所以 EON2和 Eoff 约为 4