集成电路原理第六章.ppt

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1、第六章 MOS模拟集成电路 6.1 MOS模拟集成电路基础 6.1.1 MOS模拟IC中的元件 1、MOS集成电容器 铝薄氧化层n+扩散区电容 多晶硅氧化层重掺杂衬底间的电容 铝氧化层多晶硅电容（寄生电容小） 双层多晶硅电容（寄生电容小）,2、集成电阻器 硼扩电阻高阻 R=100200/ 可作5050K 磷扩电阻低阻 R=25/ 几十 埋层电阻低值电阻 R20/ 几十几百 基区沟道电阻R=510K/， 几十KM 可作大电阻， 精度较差 外延层体电阻 R=2K/，几十K，可承受高工作电 压，温度系数大 离子注入电阻 R=500200K/ 几十K 高精度 多晶硅电阻 R=十几100/ 薄膜电阻（N

2、i-Cr、 Cr-Si）R=几百几K/ 高精度、 可激光修条,4、JFET 参数一致性差，工艺过程中对夹断电压值的确定难以控制。 沟道形成于体内，不受表界面效应影响，速度较快，抗干扰 能力强，常用于微小电量取样电路。,3、MOSFET 与BJT相比，MOS器件主要的缺点在于： 参数离散性大，跨导低，失调电压较大。 噪声大（热噪声+闪烁噪声或称为1/f噪声） gm，ron 热噪声。 Si-SiO2界面态影响闪烁噪声，在低频时，1/f噪声显著。如将沟道面积，受界面态影响，闪烁噪声。,具体内容： 通过对电流源，差分放大器、电流镜、源跟随器等子电路单元分别分析讨论结构特性、特点，最后，以模拟运算放大器

3、设计加以应用，从而掌握基本的模拟电路设计方法。,6.2 MOS模拟IC子电路 复杂的模拟电路系统都是由若干基本单元组成的子电路构造而成。本章主要从模拟IC基本单元分析入手，说明如何根据电路设计要求，选取适当搭配方案，最终实现设计目的。,模拟集成运算放大器电路分层说明,10Bits 105MSPS 3V ADC 原理图,无缓冲二级CMOS运放电路,6.2.1 电流源与电流沉（Current Source and Sink） 所谓电流源或电流沉，是指一种在任何时间内，其电流值和加在两端的电压无关的两端元件。通常负端接VSS的称为电流沉（Sink），正端接VDD的则称为电流源（Source）。一般M

4、OS器件做电流源/沉时，工作在饱和区。,1、基本的电流源、电流沉 （1）电流源,图6-1 基本的电流源结构与I-V特性示意,要使电流源正常工作，应使T管工作在饱和区：,（6-1）,其输出电阻,（2）电流沉,图6-2 基本的电流沉结构与V-I特性示意,同理，电流沉正常工作，应使,（6-2）,输出电阻,（6-3）,2、改进的电流沉/源 基本的电流沉/源的优点是结构简单，但性能需加以改善： 增加小信号输出电阻确保整个vout范围内电流稳定。 减小Vmin值，使其在较宽的vout范围内都能很好工作。 （1）接电阻增加输出电阻的技术,VGG为固定偏置，则 vg2=0,图6-3 接电阻增加输出电阻 的结构

5、与等效电路,（6-3）,而饱和区衬底跨导,（6-4）,线性区：,分析小信号模型等效电路，由（6-3）、（6-4）得,（6-5）,可见，最终输出电阻增大为r的gm2rds2倍。,（2）实际电路,（a）电路图 （b）等效电路,图6-4 共栅共源电流沉结构 (对M1管来看的),（6-6）,6.2.2 电流镜和电流放大器(Current Mirror & Current Amplifier),1、基本的电流镜（恒流源）,图6-5 基本的电流镜电路,（6-7）,若T1、T2的工艺参数相同，且vDS1=vDS2，则,（6-8）,调整T1、T2的W/L，可实现不同的功能：,电流镜,电流放大,其输出电阻,（6

6、-9）,但有三个因素使实际的电流镜不符合理想情况： 沟道长度调制效应较显著时，不能忽略（vDS1vDS2） 由沟道区掺杂的不均匀性和栅氧层的不平整性等引起的两 管之间VT 偏差。 由光刻及套刻精度的影响使几何尺寸不能完全匹配。,2、威尔逊电流镜Wilson Current Mirror,图6-6 威尔逊电流镜,威尔逊电流镜是一种改进型电流镜，通过电流负反馈提高输出电阻。,参考电流ir恒定不变,输出电阻,（6-10）,在近似处理时，应注意此电流镜正常工作时，各管均处于饱和区，gds远小于gm，gmrds1。,电路实际工作时，要在输入端、输出端加一定电压才能工作。在T3饱和的前提下，为使vi时Ir

7、一定，只有相应地使W3/L3、W2/L2增大。一般v(min)2vT。另一方面，要保证T3饱和，对输出端电压也有要求：,由,，得,（6-11）,（6-12）,3、共栅共源电流镜Cascode Current Mirror,（a）电路图 （b）等效电路,图6-7 共栅共源电流镜,ids4i0回复原值，r0提高。,由交流小信号等效电路并结合Kirchhoff定律，得如下方程组：,（6-13）,求解方程组可得：,（6-14）,6.2.3 基准源 理想的基准电压源或电流源应不受电源和温度变化的影响。“基准”即是强调基准源的输出数值比一般电源的数值有更高的精度和稳定性。通常基准与其连接的负载有关，可用缓

8、冲放大器使其和负载隔开，同时保持良好的性能。,1、简单的电压分压器,（a）电阻分压器 （b）有源器件分压器,VREF对VDD的灵敏度：,2、pn结基准电压源 （1）简单的pn结基准源,图6-9 简单的pn结基准源,（6-15）,（6-16）,VREF对VDD的灵敏度：,（6-17）,（6-18）,一般IIS，,，VREF受VDD的影响很小。若I=1mA，,IS=10-15A，,当VDD变化10%，VREF只变化0.362%。,（但此结构提供的VREF较低。如IS=10-15A，VDD=5V，则VREF=0.93V。）,(2) 改进的pn结基准源,注意，上式成立的条件为：IB很小（即很大）；(R

9、1+R2)阻值要大。,（6-19）,图6-10改进的pn结基准源,（3）以MOSFET代替BJT的基准源,（a）基本结构 （b）改进结构 图6-11 以MOSFET代替BJT的基准源,对于图6-11（a）所示结构：,（6-20）,其灵敏度如下，不如BJT时的情况。,（6-21）,图6-11（b）所示结构提供的基准电压如下，灵敏度与（a）结构相似。,（6-22）,（4）齐纳Zenor二极管基准电压源,图6-12 齐纳二极管基准源,如图6-12所示，其中的二极管为重掺杂p+n+结，工作于反向击穿状态，其电源电压灵敏度：,（6-23）,假设：VDD=10V，VBV=6.5V，rz=100，R=35k

10、，则此基准电压源的灵敏度为0.0044。,3、CMOS带隙基准源,图6-13 CMOS带隙基准源,CMOS带隙基准源电路见图6-13，此结构实现了一种较为精确的基准电压源。主要利用了MOSFET的亚阈区工作时电流的正温度系数特性与BJT的BE结导通电压VBE的负温度特性相互补偿，达到恒定的基准电压输出。,MOSFET亚阈区电流：,（6-24）,（6-25）,和工作在强反型时一样，亚阈区阈值电压VT的温度系数也为负的，其亚阈区电流主要受VT的影响，随温度的增加而增加，即温度系数为正。,BE结导通电压VBE与温度的关系：,（6-26）,可见，亚阈区电流为正温度系数。Why?,（6-27）,而BE结

11、导通电压为负温度系数，Why?,根据半导体能带理论，温度升高，半导体内载流子具有的能量增加，本征激发增强，本征载流子浓度ni增大，由PN结接触电势差 ， 将随之降低，即BE结导通电压随温度升高而降低，因此，VBE是负温度系数。由图6-13可得：,以上式中： S MOS管的宽长比W/L Vg0 Si禁带宽度电压 VBEO T=T0时，接成二极管形式的VBE值 n 亚阈值倾斜因子，由实验数据提取获得。 n 与双极晶体管工艺有关，一般为1.52.2。 ID0 与工艺有关的参量，受VSB、VT的影响,求得：,（6-28）,又,（6-29）,VREF的温度系数：,（6-30）,基准电压VREF为,令,，

12、则,（6-31）,（6-32）,如电路设计使各MOS管尺寸满足此条件，即可实现基准源输出不受温度影响：,带隙基准电压,凹凸曲线温度补偿技术,启动电路,低压高阶基准,差分基准正端输出,差分基准负端输出,一种低温漂电压基准电路,差分输出缓冲器的设计,基准输出缓冲器结构图,静态功耗低，但可以提供很高的动态电流 ； 输出电阻很低，即使在高频下也可与源随器相同 ； 可以有效降低毛刺和抑制噪声；,6.2.4 MOS差分放大器,1、NMOS差分放大器,（1）工作原理与小信号特性,对于差分对结构，T1、T2应是对称的，即：1=2，VT1=VT2。其差分输入信号：,（6-33）,图6-14 NMOS差分放大器,

13、偏置电流：,（6-34）,（6-35）,如采用单端输出，此放大器跨导为：,（6-36）,联立（6-33）、（6-34），可得,（忽略高次项）,可见，单端输出时，放大器跨导只有单管gm的一半。,如采用差分双端输出，其跨导为：,（6-37）,可见，差分放大器双端输出时，其跨导相当于单管gm。 由T1一侧支路的等效电路，可得：,（6-38）,如差分输入-双端输出，其电压增益为：,（6-39B）,如差分输入-单端输出，其电压增益为：,（6-39A）,（2）差分放大器的输入失调电压VIO,VIO包括三个因素：,（6-40）,而：,（6-41）,（3）共模抑制比CMRR,（6-42）,因为与BJT相比，M

14、OSFET的gm较小，r0较小，所以AVD较小，MOS差分放大器的CMRR BJT的CMRR。但MOS差分放大器高输入阻抗，使其以较小的输入电流便可驱动，优于BJT电路。,由双极晶体管跨导：gm=IC/Vt 可得：室温下，IC=1mA时 gm=38.5mS 而对于MOS器件，如COX=3.4510-8F/cm2，n=580cm2/vs，相同偏置电流下要得到此大小的跨导，需要的宽长比： W/L=gm2/(2COX n IDS) 3.7104,差分放大器的特点： 放大差模信号、抑制共模信号。理想差分放大器的共模输 入信号完全抵消。因此，有利于消除输入端共模干扰信号， 如偶次谐波。 应注意，如采用单

15、端输出，跨导只有单管的一半，增益低； 如后级电路为单端输入，须加双-单转换电路，确保较高的 增益。,2、CMOS差分放大器,（1）NMOS输入的CMOS差分放大器,图6-15 NMOS输入的CMOS差分放大器,如图所示，M1、M2构成源耦合对，做差分输入；M3、M4构成电流镜作M1、M2的有源负载；M5、M6构成电流镜提供恒流源；M6、M7为偏置电路提供偏置。另外，此电路还实现了差分输出信号的单端转换。,由以上分析可以看出，单端信号输出时，V0是以交流地为参考的。同时，由于是差分输出，此放大器跨导和电压增益分别为：,(gm=gm1=gm2) （6-43）,（6-44）,（2）PMOS输入的CM

16、OS差分放大器,图6-16 PMOS输入差分放大器,PMOS输入的差分放大器工作原理与NMOS输入的相似，但应注意的是两种电路形式的性能与工艺选择有很大的关系。,例如：对于n型衬底P阱工艺，应采用NMOS输入还是PMOS输入？ 如果是p型衬底N阱工艺呢？,6.2.5 反相放大器,1、有源电阻反相放大器 （1）小信号电压增益及输出电阻,图6-17 有源电阻反相器及其等效电路,（6-45）,（6-46）,（2）小信号频率响应,图6-18 考虑了寄生电容的反相器结构及其小信号等效模型,根据小信号模型，可得此放大器表征频率响应的传输函数：,（6-47）,S为复频率变量，此放大器的拐点频率或称为主极点频

17、率：,（6-48）,比较（6-45）、（6-48）可得： 欲使AV，应有gm21，放大器带宽变窄，可见，其增益与带宽相互制约，此结构多用于要求带宽较宽，增益不高的场合。,2、电流源作负载的反相放大器 由于有源电阻反相放大器输出电阻较小，增益较低，采用电流源作负载可增大输出电阻，进而提高增益。,（1）小信号电压增益及输出电阻,图6-19 电流源负载反相放大器电路结构与等效电路,（6-49）,（6-50）,（2）小信号频率响应 类似于有源电阻反相器情况：,（6-51）,由于一般gdsgm，所以其带宽比有源电阻作负载的窄。,（3）电流沉作负载的反相放大器,电路结构如图6-20所示，其工作原理及特性与

18、电流源作负载的情况相似。电流源/沉作负载的反相放大器缺点是需加一个直流偏置VGG。,图6-20 电流沉负载反相放大器,由此可得： ID，AV，即控制直流偏置电流可调节小信号增益。 此结构输出电阻rout比有源电阻反相放大器的大，其带宽较窄 放大器的增益和带宽相互制约，即增益的提高是以带宽为代价,3、推挽CMOS反相放大器,图6-21 推挽CMOS反相放大器与小信号等效电路,根据小信号电路可推导出放大器的主要特性参数,（6-52）,6.2.6 输出级,放大器输出级的基本作用是电流变换，大部分输出级应具有高电流增益，低电压增益。由于通常输出端驱动的负载多为小电阻或大电容，需要较大的输出电流，应使输

19、出级rout小一些。对输出级总的要求：,1、甲类电流源/沉偏置的输出级,其电路结构与工作原理与前面所述的电流源/沉负载反相放大器相同，此类结构的效率：,如VDD=-VSS，则甲类放大器的效率最大为25%。,（6-53）,2、共漏输出放大器（源极跟随器）,图6-22（a）电路图, 电流增益大，电压增益1，输出阻抗低，带宽较宽；但M1的源为输出节点，有体效应VT，最大输出电压VDD。 效率与甲类放大器一样。 由于其固有的负反馈特性，失真比甲类放大器小。,令： C1由源跟随器输入到输出间的电容组成（Cgs1） C2由源跟随器输出到地之间的电容（Cgd2+Cbd2+Cbs1+CL）,图6-22（b）

20、小信号等效电路,分析小信号等效电路得： 小信号电压增益,（6-54）,其中，体跨导因子（01）,所以源跟随器小信号增益略小于1。, 频率响应,由图6-22（b）可得：,得传输函数：,其复平面上的主极点：,（6-55）,（6-56）,主极点频率：,（6-57）, 输出电阻,（6-58）,3、互补推挽输出级,可工作于乙类，甲乙类，效率得以提高，乙类78.5%。,（1）简单的CMOS推挽输出,结构及原理同CMOS推挽反相放大器，作为输出级，其特点如下：,（2）改进型CMOS推挽输出,(a)原理图 （b）实用电路 图6-23 改进型CMOS推挽输出放大器,如图6-23（a）所示，在p、n管栅极与Vin

21、之间分别接入适当值的电压VTR，可使电路的性能得到改善。 其实用电路如图6-23（b），分析工作过程如下： Vin增加，M1电流增加，通过M4、M7镜像到M8，使其电流增大；同时，M2电流减小（若工作于乙类，则关断），镜像到M6的电流减小（或关断），负载电流主要通过M8，即M8为负载电流的沉。 Vin减小，则情况相反。具体电路工作在甲乙类还是乙类状态，由VGG3、VGG4决定。,（3）甲乙类/乙类源跟随放大器,（a）原理图 （b）实用电路 图6-24 甲乙类/乙类源跟随放大器,电路原理图结构如图6-24（a）所示，注意M1为PMOS，M2为NMOS。 图6-24（b）为其实际电路，调整M6的栅

22、偏VGG6和M4、M5器件尺寸，实现M1、M2的VTR偏置，使其工作于甲乙类或乙类。,工作过程与推挽反相放大器类似。,输出幅度受到限制：,6.3 CMOS集成运算放大器,6.3.1 集成运放设计的边界条件和主要指标 1、边界条件 工艺要求（VT、K、COX） 电源电压和范围 电源电流和范围 工作温度和范围,C商业级：0 70 I 工业级：-2085 E扩展工业级：-4085 A航空级： -4085 M军品级：-55 125,单位增益带宽GB（Unit Gain Bandwidth） 运算放大器的增益随着频率升高将逐渐下降，当其下降到1倍（0dB）时，所对应的频带宽度称为运放的单位增益带宽。,2

23、、主要技术指标 直流开环增益AV 运算放大器在没有外部反馈时，输出电压的增量与输入电压的增量之比称为直流开环增益，是运放的一个重要参数，通常用dB表示，一般其值越大越好。, 建立时间（Settling Time） 当一个交流信号激励运放时，输出达到最终值（预定的精度内）所需的时间。狭义的建立时间是一种小信号特性，但广义上讲，包含了大信号建立和小信号建立两部分。该参数在模拟抽样数据电路中尤为重要。, 转换速率（Slew Rate） 输出端电压变换速率的极限，一般取决于前一级所能提供的充放电电流能力决定，是一种大信号现象。,建立过程示意图, 共模输入范围CMR（Common Mode Input

24、Range） 运放输入端所能承受的最大共模电压，即输入信号允许变化的电压范围，一般低于VDD，高于VSS。 共模抑制比CMRR (= ) 电源抑制比PSRR 输出电压摆幅 输出电阻 输入失调电压 噪声 版图面积,3、运放反馈系统的稳定性及其补偿,（1）反馈系统稳定性要求 运放实际应用时，通常是通过反馈系统构成如图6-25所示的闭环回路工作，其闭环增益：,图6-25 运放闭环工作回路,A(S)运放开环电压增益 F(S)输出通过反馈回到输入的传输函数（Transfer Function）,运放的稳定性判据 通过反馈回到输入端的信号应满足一定的幅值和相位条件，使信号不会在环路内产生再生现象，否则，可

25、能使放大器输出箝位在某一电源电位上（直流再生），或产生振荡（在某一交流频率下再生）。为保证系统稳定，应有：,（6-59）,或,（6-60）,若满足条件（6-59）或（6-60）,则该系统被认为是稳定的。,其中，0o、0dB分别由下列式子确定：,而ArgL(j0dB)称为相位裕度，即开环相频特性曲线上与幅频特性曲线的单位增益带宽频率处对应的相位值，一般至少取45，多数情况取60。,波特图根据系统零点和极点的大小来表示一个复变函数的幅值和相位的渐近特性。 作图时应注意如下规则：,（1）在每个零点频率处，幅频曲线的斜率按+20dB /dec 变化；而在极点频率处，其斜率按-20dB/dec变化。 （

26、2）对一个m的极点（零点）频率，相频曲线约在0.1 m的地方开始下降（上升），在m处经历-45（ +45 ）的变化，在约10 m处达到- 90（+ 90 ）的变化。,（2）运放的频率补偿 Miller电容补偿技术,图6-26 两级运放的小信号等效电路,由两级运放的二阶小信号等效电路传输函数,得两个极点：,典型情况下两者极点频率较高且离得很近，很容易导致运放不稳定，必须进行补偿将其拉开。,图6- 27 极点分裂前后幅频、相频特性曲线的变化情况,补偿前,图6-28 加Miller电容补偿后的等效电路,图6-29 Miller化简法变换图,频率补偿方法引入Miller电容补偿，即在两级的输出之间接一

27、电容，此时两级运放的小信号等效电路如图6-28所示。,利用图6-29 所示的Miller化简法，对图6-28进行变换，得如下等效电路。,图6-30 化简后的等效电路,由图6-30得：,（6-61）,从而得到其传输函数：,（6-62）,通常，CIICI，CCCI，经化简处理得：,可见，补偿的结果使P1、P2两极点发生分裂，即P1，P2；但同时在复平面右半边产生了一个RHP（Right half plane）零点Z1，它的存在将导致相移增大，幅值增高。,通常为了保证系统的稳定性，一般取Z110GB，若取相位裕度为45，则P21.22GB；若取相位裕度为60，则P22.2GB，由此可求出应选取的补偿

28、电容CC值。,图6-31 频率补偿后的极点分裂示意图,（3）消除零点的Miller补偿技术,a. 消除CC向前耦合的补偿方案,其传输函数：,零点被消除，补偿后的极点为：,（6-62）,b. 消除RHP零点的RC补偿技术,RZ,根据节点方程列出传输函数，并求解得：,通过调整RZ可以控制零点位置，一种消除零点的方案，即：,还可以通过极、零点抵消，同时消除零点和一个极点，令：,求得：,Block diagram of the 10bit pipeline ADC,频率补偿在实际设计中的应用,A Novel Switched Capacitor Sample/Hold Structure,New S/

29、H Amplifier with Clock Feedthrough Frequency Compensation,Advantages: Speed-up OTA Settling Reduce OTA Current Improve OTA Reusability,Three underdamped Step-responses for a second order feedback system,K 过冲点 D 建立精度 阻尼因子,Simulation result of S/H amplifier with CFFC,6.4 CMOS集成运放电路分析与设计 6.4.1 二级CMOS运放

30、电路分析,图6-33 二级无缓冲CMOS运放电路,综合前面所讲的内容，对图6-33所示的电路进行分析，可得其主要技术指标与电路的电气参数及几何尺寸的关系：,转换速率：,第一级增益：,第二级增益：,单位增益带宽：,输出级极点：,零点：,正CMR：,负CMR：,饱和电压：,6.4.2 CMOS运放设计举例,下面以N沟输入的无缓冲CMOS二级运放说明模拟IC的设计过程，其电路结构如图6-33所示。,1、已知： VTn=10.2V VTp=-10.2V Kn=17A/V2 Kp=8A/V2 n=1.3V1/2 p=0.6V1/2 n=0.01V-1 p=0.02V-1 2、设计指标要求： AV4000

31、 CL=20PF VDD=5V VSS=-5V GB=1MHz SR2V/s Vout范围=4V CMR=3V Pdiss10mW L=10m,3、设计步骤：,(1) 计算最小补偿电容CC,在此预设相位裕度为60，则根据零点Z1和第二极点P2对补偿电容的要求，得：,(2) 由SR、CC求出偏置电流I5：,(3) 用CMR计算(W/L)3：,(为减小M3栅面积，取(W/L)3=1。 ),(4) 由GB、CC求出gm2,(5) 确定M5漏极直流偏置电压VDS5,(6) 计算(W/L)6,根据要求得输出范围，求出(W/L)6：,由此，可得M6的直流偏置电流：,而由平衡关系求出的I6：,取两者中较大的

32、一个，重新计算gm6：,（7）计算(W/L)7,（8）验证AV是否达到要求：,检验功耗是否符合要求：,可见，所设计的电路增益和功耗均能达到要求。,（9） 最后，考虑到工艺中L、W的偏差和工作时电流平衡的匹配考虑，定出各器件的实际尺寸。（通常只考虑由横向扩散引起的L）。 5mCMOS工艺的结深Xj1m，则其横向扩散L=10.8=0.8m，则：,W1=W2=5.1(10-1.6)=43m W3=W4=1(10-1.6)=8m(取10m) W5=4.5(10-1.6)=38m W6=34.5(10-1.6)=290m W7=77.7(10-1.6)=653m,得到：,为保证第一级、第二级电流平衡：,第六章小结 1、模拟IC子单元电路结构，工作原理和主要特性。 2、几种电流镜电路结构、工作原理和特点比较。 3、CMOS差分放大器特性分析（gm、AV、rout、VIO 等）。 4、CMOS OPAMP的主要技术指标及含义。 5、简单CMOS模拟IC分析与计算。,