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1、多电平逆变器拓扑结构及其控制策略的比较多电平逆变器主要有三种拓扑结构：二极管箝位型、飞跨电容型和级联型。二极管箝位型电路需要保证直流侧电容均压，控制困难，实际应用中还是三电平电路为主，一般不超过五电平。飞跨电容型，亦称电容箝位型，同样存在电容电压平衡控制及冗余开关状态优化的问题，实际应用较少。级联型多电平逆变器，又称链式逆变器，以普通的单相全桥（H桥）逆变器为基本单元，将若干个功率单元直接串联，串联数越多，输出电平数也越多。它的优点是不存在电容平衡问题，电路可靠性提高，易于模块化，适合7电平、9电平及以上的多电平应用，是目前应用最广的多电平电路。缺点是需要多路独立的直流电源且不易实现四象限运行
2、。多电平逆变器的PWM控制策略可分为：在上述的多电平逆变器的PWM控制法中，空间电压矢量控制法适用于三-五电平的逆变器，五电平以上的多电平逆变器空间电压矢量数目较多，控制算法复杂，不适合用该方法。对于五电平以上的多电平逆变器，适合采用载波调制PWM控制法。载波层叠PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，既可用于二极管箝位型和飞跨电容型逆变器，也可以应用于具有独立直流电源的级联型逆变器。载波移相PWM控制法和开关频率优化PWM控制法，则适合于级联型多电平逆变器。开关频率优化PWM控制法由于正弦调制波中加入了三次谐波，因而只适用于三相多电平逆变器。对于三相具有独立直流电源的级联型多电平逆变器，载波
3、移相和开关频率优化结合的PWM控制法，可提高等效开关频率，控制效果更好。多电平三相逆变器中，空间矢量密集，可供选择的矢量模大小种类很多，电压合成更加接近正弦波，所以多电平的空间电压矢量法控制进度高，输出电压的谐波含量小。但在电平数在5电平以上的多电平逆变器中，此时空间电压矢量PWM法控制算法非常复杂。一、NPC型多电平逆变器优点：1）可根据不同的需要选择不同的功率器件，提高功率器件的利用率；2）电平数越大，输出电压的谐波含量就越少，输出电压波形与正弦波就越接近；3）可直接实现大功率和高电压，功率变换装置的成本降低。缺点：1）每相桥臂开关器件的工作频率不同，造成了各开关器件的负荷不一致；2）对于
4、m电平电路来说，每个桥臂需要（m-1）（m-2）个箝位二极管，即随着电平数的增加，所需箝位二极管数目将快速增加，成本增加；3）电平数越大，利用冗余开关状态来平衡分压电容的电压平衡的控制算法就越复杂。 二极管箝位型三电平逆变器1.拓扑结构三电平逆变器共有33=27的空间电压矢量，3个零矢量，独立的空间电压矢量有19（=1+1*6+2*6）个，60区域小三角形个数为1+3=4。 2.控制策略1）开关频率优化PWM控制法具体做法是在正弦调制波中加入零序分量，或者正弦波改成梯形调制波，目的是将正弦波的波顶压平，降低开关频率，提高直流电压利用率。但这种方法只适用于三相三线制逆变器。该方法可以在以下几方面
5、达到优化：中点电压平衡；提供直流电压利用率；降低开关损耗。实际上，这种正弦调制波加入零序谐波的方法本质上与电压空间矢量PWM法是一致的，相当于在半开关周期的始末端均匀分布零矢量。2）特定谐波消除PWM控制法该方法是以消除输出电压波形中某些特定的低次谐波为目的的一种PWM控制法。有如下优点：可降低开关频率，降低开关损耗；在线相同开关频率下，可以生成最优的输出电压波形；可以通过控制得到较高的基波电压，提高直流电压利用率。难点是必须用牛顿迭代法解非线性方程组，运算时间长，无法在线计算。3）三相三电平NPC型逆变器的SVPWM控制策略实现步骤：首先确定参考矢量所在的扇区及其所在的小三角形，确定合成参考
6、电压矢量的三个基本矢量；确定三个基本矢量的作用时间，即每个电压矢量对应的占空比（伏秒平衡）；确定各个基本电压矢量所对应开关状态；确定各开关状态的输出次序（七段式或者五段式）以及各相输出电平的作用时间。4）基于60坐标系的三电平二极管箝位型逆变器SVPWM方法坐标变换采用的60坐标系为g-h坐标系，取g轴与轴重合，逆时针旋转60为h轴，设参考矢量vref，坐标系-到g-h坐标系的坐标变换公式为：则坐标系a-b-c到g-h坐标系的坐标变换公式为：归一化处理后（矢量坐标整数化），将三电平逆变器的基本矢量变换至g-h坐标系，得到的变换到60坐标系下三电平逆变器的空间矢量图如图所示：矢量分区方法扇区的确
7、定方法：空间矢量图可分成6个扇区（A-F），设参考电压矢量在60坐标系中的坐标为vrefvrg,vrh。参考矢量所处的扇区的位置可以通过下表判断得到。小三角形的确定方法：每个扇区可分为4个小三角形，根据下表的简单计算就可确定参考矢量所在的区域。选取处在参考矢量所在小三角形的三个顶点的矢量作为合成参考矢量的基本矢量。矢量作用时间对于一个给定的参考矢量vrefvrg,vrh，在60坐标系中运用伏秒平衡即可求得各个基本矢量的作用时间或占空比：输出开关状态的确定设这三个基本矢量则对应的开关状态为则开关矢量为在满足的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本矢量所对应的全部开关状态。基于60坐标系的三电
8、平NPC逆变器SVPWM方法能够很好地实现三电平电压PWM波的输出，其特点是能够将SVPWM算法极大简化，准确地确定参考电压矢量落入的矢量三角形和计算各个基本矢量的作用时间。 二极管箝位型五电平逆变器1.拓扑结构单相二极管箝位型五电平逆变器的拓扑结构。电路由4个等值分压电容、8个IGBT串联构成的开关器件Q1-Q4，Q1-Q4，12个箝位二极管组成。该拓扑结构的原理是：采用多个箝位二极管对相应的功率器件进行箝位，利用多种开关组合来合成所需的不同电平。输出电压与开关管的关系见下表。可见，上下桥开关状态互补，即当开关对的其中一只开关导通时，另一只则关断（控制脉冲相反）。该电路有4个互补对：（Q1、
9、Q1）、（Q2、Q2）、（Q3、Q3）、（Q4、Q4）。且在控制过程中，每相电位只能向相邻电位过渡，不允许输出点位的跳变，这和三电平的情况是相同的。五电平逆变器共有53=125种电压空间矢量,则有5个零矢量，独立的电压矢量为1+1*6+2*6+3*6+4*6=61个， 60区域小三角形个数为1+3+5+7=16。钳位二极管S1所需承受的反相电压为Ed/4，而钳位二极管S2所需承受的反相电压确为Ed/2，钳位二极管S3所需承受的反相电压为3Ed/4。这样,就存在每个钳位二极管所需承受的反相电压不一致的问题。同理，在下桥臂也存在这种问题。为此，需在原来的拓扑结构上加以改进。如果在箝位二极管S2上串
10、联相同等级的二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相电压均为Ed/4；在箝位二极管S3上串联相同等级的2个二极管，则每个箝位二极管所需承受的反相耐压值也均为Ed/4。对于下桥臂也采用类似的串联二极管的方法,从而可以解决这类问题。这样，五电平逆变器的拓扑结构就转变成如图a所示形式。这种改进方案仍存在一定问题。例如S10，S11，S6仅仅是简单的串联，但由于二极管开关特性的多样性,以及其参数离散性，可能导致串联二极管上出现过电压,因而需要引入较大的RC缓冲网络，导致整个系统昂贵且体积庞大。为此，把图a所示的五电平逆变器电路进一步改进成如图b所示的电路。其工作原理与前面分析的结果类似。2. 基于60坐
11、标系的多电平二极管箝位型逆变器SVPWM方法上图是基于60坐标系的五电平逆变器的电压空间矢量图，坐标变换和扇区判定和三电平相同，不同的是五电平的一个扇区（以A区为例）有1+3+5+7=16个小三角形，确定参考矢量落入矢量三角形的判定方法可参见下表。输出开关状态的确定和三电平的类似：设这三个基本矢量则对应的开关状态为则开关矢量为在满足的条件下，选择不同的i就可以得到三个最近基本矢量所对应的全部开关状态。根据这种控制方法 ，对五电平NPC逆变器进行仿真，得到它的线电压SVPWM仿真波形。二、飞跨电容型多电平逆变器优点：1）电平数易于扩展，且控制方式较为灵活；2）有功和无功功率可控；3）可利用大量的
12、开关状态组合的冗余，进行电压平衡控制。缺点：1）需要大量的箝位电容，m电平逆变器需要（m-1）（m-2）/2个箝位电容，逆变器的可靠性较差；2）功率变换控制电路困难，开关频率和开关损耗较高，且对逆变器的控制算法要求较高。 飞跨电容型三电平逆变器1.拓扑结构 飞跨电容型五电平逆变器1.拓扑结构图为飞跨电容型五电平逆变器拓扑结构。由4个等值且电位相等的分压电容，8个IGBT串联构成的开关器件Q1-Q4，Q1-Q4，和6个箝位电容组成。电路采用的是跨接在IGBT器件之间的电容代替二极管来进行电平箝位，且各个电容器件所承受电压是直流侧一支电容的电压值。工作原理和二极管箝位电路相同。输出电压和开关管开关
13、状态如下表。可见此电路在输出电压合成方面，功率开关状态的选择灵活性更大。三、级联型多电平逆变器优点：1）m电平的级联型逆变器，所需独立电源和H桥的个数为（m-1）/2；2）和箝位型逆变器相比，当输出的电平数相同时，所需的元件数目最少，易于实现模块化；3）控制方法简单，每级可以单独控制；4）损耗小，效率高，谐波含量小，能有效减少对电网的污染；5）易采用软开关技术，可以避免笨重、耗能的阻容吸收电路；6）直流侧相互独立，可以解决电压均衡等问题。缺点：1）四象限运行困难；2）需要多个独立的直流电源。 级联型五电平逆变器1.拓扑结构传统的级联型五电平逆变器电路如图所示。由两个单相全桥逆变单元（H桥）串联
14、而成。（2H桥：两个两电平半桥逆变器组成的逆变桥；3H桥：两个三电平半桥逆变器组成的逆变桥。）2H桥级联型三相五电平逆变器的拓扑如图所示。此电路可以接成星形，也可以接成三角形。 2H桥的数学模型级联型逆变器主电路以2H桥作为基本单元，因此应建立其数学模型。2H桥单元的等效电路如图所示。在分析其数学模型前,首先应作以下假设：（l）直流侧为一个恒定直流源，母线电压恒定；（2）采用可以双向导通的全控型主开关器件和反并联二极管，不考虑器件换流过程。等效电路中的变量定义为:Ud、id分别为直流侧电压和电流；uL、uR分别为2H桥左、右桥臂中点电压与直流侧负极电压之差，即左右桥臂的输出电压；uH、iH分别
15、为2H桥的输出电压与输出电流；S1、S2、S3、S4分别为四个主开关管的开关状态,由相应器件的控制信号决定,其值为1时表示器件导通，为O时表示器件关断。SL、SR分别为左、右桥臂的状态变量，同一桥臂的两个主开关不能同时导通，因此SL、SR在正常工作时只有1或0两种状态，表示上下桥臂不能同时导通，即S1与S2的控制信号反向, S3与S4的控制信号反向，开关状态与控制信号的对应关系为：即左右桥臂的输出电压分别为2H单元输出电压为直流侧电流为2.控制策略1）三角载波移相PWM（PSPWM）控制法级联型多电平逆变器的控制方法特别是H桥串联的多电平逆变器的控制方法，多采用三角载波移相PWM（PSPWM）
16、控制方法，其基本思想为：对于m电平逆变器，采用m-1个幅值和频率相同、相位相差360/(m-1)的三角波与调制波进行比较，可以生成相对独立的(m-1)组PWM脉冲信号，去驱动(m-1)/2个功率单元，利用各单元的输出叠加形成多电平PWM波形，波形等效开关频率变为原来的（m-1）倍。它与其他的PWM控制方法相比有如下优点：1）在任何调制度下，输出电压保持相同的开关频率。而其他的PWM控制方法在调制度降低时，会出现部分H桥单元没有PWM电压输出，造成输出电压开关频率的下降，输出电压的谐波增加。2）H桥单元间不存在输出功率不平衡的问题。因为在PSPWM控制方法下，各级之间的输出电压的PWM波形基本一
17、致。3）与主电路的模块化结构相一致，PSPWM控制方法中针对各个H桥单元的载波和调制波也呈现模块化结构。4）对于同样的三角载波频率，PSPWM控制方法的输出电压频率是载波频率的N倍（N为串联H桥单元个数，载波的移相角为2/N）。2）载波层叠PWM控制法其基本思想为:对于m电平逆变器,每相采用m-1个具有频率和幅值相等，呈对称分布的三角波为载波,采用上下连续层叠的方式,与同一个调制波(一般是正弦波)进行比较,在采样时刻根据三角载波与正弦调制波比较的结果去驱动逆变器的功率开关：若正弦波幅值大于三角波幅值,对应的功率开关器件导通,否则关断。通过对开关器件的控制可以得到不同的输出电平。根据三角载波相位
18、的不同,可分为同相层叠式、正负反相层叠式和交替反相层叠式三种。从消除谐波的角度来看，同相层叠PWM法的消谐波性能最好，尤其是线电压谐波性能，交替反相层叠法相对次之,正负反相层叠法消谐波的效果最差。载波层叠PWM法的优点是：能大大降低输出电压的谐波含量，输出特性好，等效开关频率高，输入和输出呈现线性关系且控制简单，易于实现，适用于任何电平数的多电平逆变器，可以在整个调制比变化范围内工作；其缺点是：调制度较低时，基波电压幅值小，电压利用率低，且没有很好考虑中点电压的控制问题。3）2H桥级联型五电平逆变器的空间矢量PWM控制法 m电平逆变器每一相由 (m-1)/2个H桥单元组成，五电平逆变器对应的开
19、关状态数为53=125，基本矢量数为61，开关状态数大于基本矢量数，即存在一个基本矢量对应多个开关状态的情况：此即多电平逆变器空间矢量的冗余特性。空间矢量的冗余特性使得控制更加灵活。 七电平级联型逆变器1.拓扑结构1）直流电源相等的由三级2H桥串联的七电平逆变器：2）采用直流侧电源电压不等的2H桥级联的混合七电平逆变器：采用直流侧电源电压不等的2H桥级联是为了在单元数相同的情况下，输出更多的电平数，以达到输出电压波形效果越好的效果，即输出波形中谐波含量越少。如果各级直流电压等级按照1:4来进行设置，则会出现1个单位电平的电压跳变，无法输出连续的电平数，因此没有实际应用价值。在输出电压不跳变的情
20、况下，可以分为电压比为1:2:22:2N-1和1:3:32:3N-1（N为每相基本单元数）两种情况。不同电压比的混合单元级联输出电平数与使用器件数的比较如下表所示。2.控制策略1）基于七电平级联型逆变器的载波层叠调制方式载波同相调制方式（PD）载波反相调制方式（POD）载波交替反相调制方式（APOD）从消除谐波的角度来看，载波同相调制方式（PD）的消谐波性能最好，尤其是消除线电压波形中的谐波性能最优，载波依次反相调制方式（APOD）次之，载波反相调制方式（POD）的效果最差。2）三角载波移相PWM控制法3）参考矢量移相SVPWMM法该方法的基本思想是将载波移相PWM法与传统两电平空间矢量PWM
21、法结合起来，综合两种调制方法的优点，达到高性能的控制效果。对参考矢量移相SVPWM法研究的关键在于找出使各级单元串联后输出多电平的控制规律。参考矢量移相SVPWM调制方法的基本原理是：将级联的各逆变器功率单元的参考矢量初始角进行移相。下图为由N个两电平逆变器单元组成的N级单元级联三相电压型逆变器。第一个基本功率单元的参考矢量初始角为=0，第二个基本功率单元的参考矢量初始角为2=2 /(kcN)，第N个基本功率单元的参考矢量初始角n=2(N-1)/(kcN)；其中kc为频率调制比。级联型多电平逆变器各基本功率单元参考矢量初始相位角依次相差：对于N个三相电压型逆变器基本功率单元组成的多电平逆变器，
22、第n个基本功率单元的初始角n=2(N-1)/(kcN)，这个单元在第k个采样周期对应参考矢量的位置角为(k)与其所在的扇区m以及相对角度的关系如下：其中，m取值范围为1-6，取值范围为0-/3，确定m与之后，就可以确定对应的基本空间电压矢量,并可以计算出基本空间电压矢量的作用时间。上图为一个一级2H桥级联型三相逆变器，共有六个桥臂，可分成两组：左桥臂LA、LB、LC和右桥臂RA、RB、RC，对其进行分别控制可得两个电压矢量：左桥臂电压矢量和右桥臂电压矢量。相电压uAN、uBN、uCN合成的电压矢量u(uAN、uBN、uCN)则为左桥臂电压矢量uL(uLN、uLN、uLN)与右桥臂电压矢量uR(
23、uRN、uRN、uRN)之差,即uL和uR可以由下图所示的两级两电平单元级联的三相电压型逆变器电路生成。用第一个逆变器单元A相桥臂A1的主开关驱动信号去驱动A相电路左桥臂LA的主开关；将第二个逆变器单元A相桥臂A2的主开关驱动信号反相后去驱动图中A相电路右桥臂RA的主开关。对于B相和C相，控制方式与A相相同。这样,就将2H桥级联型逆变器转换成了传统的两电平逆变器，SVPWM调制方法就能直接应用于2H桥级联型逆变器。实际上，经过这种方式的转换后，这两种结构的逆变器输出的线电压波形是相同的。SVPWM方法可以直接应用于一级2H桥级联的三相逆变器电路，那么，对于N级2H桥级联的三相逆变器电路，则可以
24、运用参考矢量移相SVPWM法来进行调制。对于图所示的N级2H桥级联的三相逆变器电路，同级的三个2H桥采用上述的两电平SVPWM方法进行控制，2H桥单元的左右桥臂参考矢量的相位相差180。为了使各单元输出电压波形不是简单的幅值叠加，应采用参考矢量移相SVPWM方法,即各级之间同侧桥臂的参考矢量初始相位角依次相差/(kcN)。N级2H桥级联的三相逆变器电路的参考矢量移相SVPWM法的原理如图所示。参考矢量移相SVPWM控制算法与传统两电平SVPWM算法相比，只是对参考矢量进行了移相，各级2H桥单元的电压矢量在作用时间上相差/(kcN)（kc为频率调制比），参考矢量移相SVPWM法在没有增加算法的复
25、杂度的前提下，实现了高性能的控制。N级2H桥级联的三相逆变器采用参考矢量移相SVPWM法，每一个2H桥输出电压为三电平，N级级联的相电压输出波形为2N+l电平，线电压输出波形为4N+l电平。采用参考矢量移相SVPWM控制算法的3级2H桥级联三相七电平逆变器的仿真波形。参考矢量移相SVPWM法的直流电压利用率比传统载波移相PWM调制高15%左右，其线电压谐波含量相对也比较低。4）载波PWM控制法与参考矢量移相SVPWM法的比较载波PWM控制法分为载波层叠PWM控制方法与载波移相PWM控制方法。载波层叠PWM法在控制过程中，基本功率单元的器件导通时间不同，其开关损耗也会不相同，因此散热也不相同。在
26、控制过程中存在电源输出功率分布不均衡的问题。载波层叠PWM控制需要较高频率的载波。就原理来说，APOD控制方法是来源于载波移相PWM控制法，而PD与POD则可以看成是APOD的派生或扩展。两种方法的不同点如下：（l）载波移相PWM方法主要目的是让逆变器输出电压近似于正弦，其输出电流会受到负载的影响，对于磁场形状是间接控制的；参考矢量移相SVPWM方法将逆变器与电机看成一个整体，依据跟踪电机的圆形旋转磁场达到控制PWM电压的目的，因此对于磁场的控制是直接的。（2）载波移相PWM方法采用正弦波或注入谐波分量正弦波作为调制波，依据载波与调制波交接点确定逆变器主开关器件的开关时刻；参考矢量移相SVPW
27、M方法是将参考电压矢量分解成相邻的空间电压矢量，直接计算逆变器主开关器件的开关时刻。（3）传统载波移相PWM方法的最大调制比M=1，而参考矢量移相SVPWM方法产生的最大等效调制比Ml，其基波电压的幅值比传统载波移相PWM方法的基波电压幅值高15%左右，因此，参考矢量移相SVPWM调制方法在直流电压利用率方面占优。（4）参考矢量移相SVPWM方法由于在采样周期内插入了零矢量而使开关频率得到降低，在器件使用效率方面，比传统载波移相PWM方法更有优势。两种方法的相同点如下：（1）均采用移相叠加的思想。传统载波移相PWM方法通过载波移相使等效开关频率增加：而参考矢量移相SVPWM方法是通过参考矢量初始角进行移相来增加等效开关频率。两种方法的本质都是通过移相叠加来增加等效开关次数。（2）如果在传统载波移相PWM方法的调制波中叠加一个三的整数倍次谐波分量，可以得到一个马鞍形的调制波，这样进行调制的结果与参考矢量移相SVPWM方法产生的结果是一样的。后者的空间电压矢量切换点的波形也是一个马鞍形的调制波，因此,这两种方法可以看成是一个马鞍形的调制波与三角载波进行规则采样后的脉冲去控制逆变器的主开关器件。两种方法的本质是一样的。