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1、增强型EDGE关键技术分析35增强型EDGE关键技术分析Table of Contents1概述51.1EDGE的发展和演进51.23GPP TR 45.912协议和增强型EDGE关键技术72MC EDGE技术92.1MC EDGE技术描述92.2技术实现路线152.3对BTS架构的影响分析162.4技术积累和预研需求分析173QAM调制技术183.1QAM技术描述183.2技术实现路线213.3对BTS架构的影响分析223.4技术积累和预研需求分析224DSR技术234.1DSR技术描述234.2技术实现路线294.3对BTS架构的影响分析294.4技术积累和预研需求分析295新型Burst
2、和slot结构305.1新型Burst结构和新型slot格式描述305.2技术实现路线335.3对BTS架构的影响分析345.4技术积累和预研需求分析346总结35 1 概述本文主要介绍3GPP TR 45.912 协议中关键技术，分析了 这些关键技术对BTS架构，接口和硬件的需求和影响。 1.1 EDGE的发展和演进EDGE是一种基于GSM/GPRS网络的数据增强型移动通信技术，通常又被人们称为2.75G技术。EDGE的概念最早是由Ericsson于1997年向ETSI提出的，同年ETSI批准了EDGE的可行性研究，这为EDGE以后的发展铺平了道路。此后EDGE标准先后受到ITU、ETSI、
3、GSM协会、3GPP、GSA（全球设备供应商协会）和3GAmericas等国际组织的认可。EDGE的发展可以划分为四个发展阶段：一是标准成熟阶段，时间是从爱立信在1997年正式提出EDGE理论到2000年7月EDGE标准被3GPP组织认可；二是从2000年8月到2003年5月美国CingularWirless首次将EDGE投入商用，这是EDGE标准的市场推广阶段；第三阶段是从2003年6月至今，EDGE进入了实际的市场运营阶段在两年多的时间里快速发展；第四阶段是EDGE演进阶段，时间可能在2007年初开始，多载波EDGE等技术的成熟和应用使EDGE的速率大幅提升，可以与其他移动技术相媲美。由于
4、UMTS技术的成熟和发展，EDGE曾一度受到冷落，但是，在2005年，随着3G热潮逐渐减弱，运营商投资趋于理性，EDGE开始大放异彩。仅2005年，先后有阿根廷TelefonicaMovistar、巴西BrasilTelecomGSM、捷克OskarMobil、奥地利Mobilkom、芬兰Alands Mobiltelefon AB、法国Orange和Bouygues Telecom等24家运营商开通了基于EDGE的服务。据统计，截至2005年7月，全球已经有分布在91个国家的170个运营商公开承诺采用EDGE技术，他们所代表的移动用户约为8.71亿户，其中有81家运营商已开通EDGE网络及服
5、务，覆盖全球53个地区。图1 为全球EDGE商用网络增长趋势图（来源：电信研究院通信信息研究所）。Fig. 1 The trend of commercial EDGE network in the worldEDGE与UMTS等无线接入技术呈现了共生的发展趋势。由于GSM/GPRS网络的数据速率较低，与UMTS的速率不匹配，如果这两种网络共覆盖会给使用数据业务的用户造成巨大落差。EDGE数据速率与UMTS接近，两者互补覆盖的模式已经得到很多运营商的认可，截至2005年5月，全球有47家运营商考虑采取EDGE与WCDMA的互补覆盖模式。EDGE与UMTS产生了共生的现象。按照传统的说法，GSM
6、-GPRS-EDGE-WCDMA才是GSM标准正确的演进到3G的路径，但是据图2（来源于GSA）由GSA给出的演进路线来看，EDGE被排列到与WCDMA平行的位置上，这意味着EDGE在3G演进路线中的角色发生了显著的变化，从演进路线中的一步暂时变成了演进的终点。GSA是这样表述ITU对于3G的定义，384kbit/s是衡量系统是否为3G的标准，而EDGE的理论速率达到了473.6kbit/s，因此是3G系统，并且称2000年7月EDGE正式被认可为3G标准。Fig. 2 The evolution form GSM to 3G3GPP组织正在制定包括UMTS,GSM/EDGE等无线接入技术下一
7、步演进的标准，从目前研究阶段来看，EDGE的演进出现了如图3所示的趋势，即GSM/EDGE增强型EDGE（EDGE Evolution）4G。其中，增强型EDGE的关键技术在3GPP TR 45.912有描述，虽然此协议尚未冻结，但对我司BTS架构和硬件具有重要意义。Fig. 3 The evolution from GSM/EDGE to 4G1.2 3GPP TR 45.912协议和增强型EDGE关键技术3GPP TR 45.912协议属于R7系列，目前最新版本为V0.3.0，主要描述了GERAN技术演进，以下简称为协议。3GPP TSG GERAN在收集R7的GERAN演进提案中做了一系
8、列要求和限制，目的是使R7协议能够在最大限度的兼容已有GERAN系统的条件下提升网络容量和性能。无线性能要求： 上下行速率达到每时隙100kbps 减小RTT到100150ms（不适用于first ping） 尽可能的减小第一次链接的建立时间，目的是减小第一次RTT和其他RTT之间的差异 在上下行增强延时的TBF释放过程delayed TBF Release procedures 增强QoS特性向RAN参数映射优先考虑的技术需求： GERAN演进方案主要在A/Gb模式 基于业务触发的系统内部A/Gb模式和UTRAN的切换 在MBMS(Multimedia Broadcast/Multicast
9、 Service)下引入一个反馈信道 增强A口，提供大于64Kbps每用户的速率GERAN技术演进的限制条件： 避免影响BSS的硬件（优选不改硬件提案） 避免影响CN的硬件（优选不改硬件提案） 避免影响频率规划（优选不改变频率规划的提案） 避免无线资源分离radio resource segregation（优选不分离无限资源频率的提案）基于上述的协议要求，Ericsson，Nokia，Motorola和Siemens等提出多种GERAN演进的技术，形成了3GPP TR 45.912 协议（由于V0.3.0版本不能下载，本文档以V0.1.0版本为主），主要技术包括： 移动台分集接收Mobile
10、 station receiver diversity 双载波和多载波Dual-carrier and multi-carrier 新型调制方式New modulation schemes (QAM) 双符号速率Dual symbol rate 减小发射时间间隔Reduced transmission time interval（TTI） 新型burst结构和时隙格式New burst structures and new slot formats 移动台在接收分集和双载波之间的适配技术Adaptation between mobile station receiver diversity a
11、nd dual-carrier上述技术在兼容现有系统的基础上有效的提升了网络性能，如：干扰受限的环境中提升频率效率/容量50；上下行速率提升一倍；下行灵敏度提高3dB；小区边缘平均比特率提高50；减小响应时间，首次接入时，RTT不大于450ms，其他接入时，RTT不大于100ms；增强上下行的链路均衡等。这里，我们主要关注增强型EDGE无线侧的关键技术，如MC EDGE，QAM，DSR，Reduced RTT，New Burst and slot formats等分析技术原理，实现方法和对BTS硬件架构的影响。2 MC EDGE技术2.1 MC EDGE技术描述2.1.1 原理概述多载波EGD
12、GE（或多载波GERAN）技术的核心思想就是一个MS接收多个不同频率载频的信号，其中多载波发射频率包含在频率跳频序列MAIO中，并且是非相邻频率。多载波EDGE可以认为是多时隙结构在频率上的扩展应用，即多时隙扩展到多个载波上。多载波最直接的实现方式是将用户数据分给多个载波（频率），然后利用每个载波上现有的物理层发送给用户，这样，不需要改变现有载波的调制方式。多载波EDGE的主要特点在于突破了空中接口200k的带宽限制，这个限制决定了一个载波发送给一个用户的最高数据速率上限，多载波EDGE使系统载波资源和用户之间的分配关系变得更灵活，大大提高下行数据速率和频率的利用率。MC EDGE的优势是提高
13、用户峰值和平均吞吐量，增加中继增益，降低系统发射时间。其原理如下图所示：Fig. 4 Illustration of radio blocks with 4 timeslots per carrier(left) and with 24 timeslots in dual carriers (right)从图中可以看到，在单位时间内，例如20ms，双载波发射的数据量是单载波发射模式下的两倍，提高了吞吐量。2.1.2 下行数据速率多载波EDGE最直接的优势是在Um口突破带宽限制，提升了用户数据速率，但是，对于BSS系统而言，用户数据速率受到多个因素的限制，如RTT（Round Trip Time
14、），RLC窗口大小，TCP窗口大小和IP数据块错误率。这些参数限定了用户最高速率，也就界定了一个用户可以接受的最大载波数量，因此，在确定多载波系统数据速率时应该综合考虑这些限制因素。另一方面，载波数目对MS设备的复杂度有直接的影响，接收多载波数目越多的MS就越复杂。另外，MS内很难实现多路载波同时发射，上下行数据均衡也是需要考虑的问题。双载波EDGE实现起来比较容易，对系统和MS的改动小，因此，在下面的一些分析中，我们以双载波EDGE为衡量对象。显然，系统在空中接口下行方向的峰值吞吐量随着多载波个数增长成倍增加，下表是系统容量与多载波个数的关系。在双载波EDGE中，系统峰值容量接近1Mbps。
15、Table 1: Peak data rate for EGPRS versus number of carriers# of carriersAir interface peak data rate(4 slots per carrier) kbpsAir interface peak data rate(8 slots per carrier) kbps2473947.23710.41420.84947.21894.451184236861420.82841.671657.63315.281894.43788.892131.24262.41023684736TCP 窗口大小，IP数据段错误
16、率，RTT等参数对用户的数据速率都有影响。TCP窗口大小对用户数据吞吐量的限制满足下面的等式：Throughput x RTT = TCP window size给定TCP的RTT和TCP窗口大小就可以得到用户数据吞吐量，例如TCP window size为8kb，RTT10542300 ms10763200 ms10994100 ms1010109从表中可以看到，TCP RTT值越小用户数据吞吐量就越大，IP数据段错误率越小时，每用户允许使用的多载波数目越多，数据吞吐量也就越大。例如，在IP error rate为10-4，RTT为750ms，使用4个时隙的MS时，允许每个用户同时接收5路载
17、波信号，无线口峰值速率可以达到1184kbps，这里的RTT包含了网络侧和无线口两部份。数据业务丰富多彩，对网络速率和时延要求也不同，例如网页浏览等业务要求较低，而实时的多媒体业务对无线网络和核心网的数据速率，时延等要求都比较高。如下图所示，在核心网侧（SGSN，GGSN和Fixed Host），TCP数据流以有线方式传输，TCP Reno，TCP Vegas和RT TCP等协议能够根据需要动态调整TCP窗口大小，避免冲突，提高数据吞吐量，减小RTT，有效的支持实时性高速率数据业务。在无线侧（BSS和MS），由于无线环境复杂，对数据速率和时延影响较大，成为网络性能瓶颈之一。多载波EDGE主要从
18、两个方面提升了无线口TCP数据传输的性能，一是提高了无线口的数据速率，二是减小数据块发射时间间隔（TTI），也就是减小了RLC层的RTT。在Abis口和Gb口的带宽和RTT与具体配置有关，例如，双载波无线口的峰值速率达到947.2Kbps时，Abis口和Gb口的最小速率应大于947.2Kbps，总的带宽应满足BSS满配需要，避免产生额外的时延。对于具体业务的需求，需要对多载波EDGE无线口的速率和RTT，Gb口和Abis的数据吞吐量等参数进行仿真计算，来确定每用户的载波数。Fig. 5 EDGE protocol module2.1.3 上行信道考虑多载波技术主要是提高下行的速率，对于上行来说
19、，MS设备实现多载波发射需要多个发射模块和多个放大器，这大大提高了MS的复杂度和成本，其可行性尚需论证。MS通过多时隙发射的方式可以提高上行链路速率。如下图所示，上行发射4个时隙，双载波时分接收这4个时隙的信号，在PS域，上行的USF要发送给两个载波。Fig. 6 Example of higher multislot classes with effective sum=8 using a second receiver for downlink reception如果上行没有不使用多载波技术，上行接收工作可以灵活的配置给不同的载频，即MS可以根据动态配置结果选择接收载频。MS接收多载波的射
20、频信号有多种方法，例如使用多个窄带接收机，下图是MS使用两个窄带接收机接收双载波信号的示意图。另外一种方法就是使用宽带接收机，本文不作详细叙述。Fig. 7 RF architecture for dual-carrier receiver with separate receiver chains for each carrier2.1.4 减小发射时间间隔（TTI）减小发射时间间隔（TTI）能够有效降低无线侧的RTT。下图表示的是数据块长度为20ms的理想情况下无线侧的时延，其中Abis口的时延与配置有关，这里设定为20ms。从图中可以看到，减小TTI能够有效减小数据块在无线侧的往返时间。
21、Fig. 8 Typical delay figures related to the TTI of 20 ms in ideal radio conditions目前，一个无线块包括4个burst，并被映射到一个时隙的4个TDMA帧，TTI为20ms。由于编码和交织都在一个无线块内完成，因此，这样的无线块也结合了跳频的频率分集。协议提出了两种在一个无线块上减小TTI的方法，一种是在时隙域的映射，另一种是利用多载波技术在频域上的映射。时隙映射如下图所示，其中左图表示的是4个burst映射到两个TDMA帧和两个连续的时隙（timeslots）上，TTI减小到10ms；右图表示的是4个burst映
22、射到一个TDMA帧和4个连续的时隙上，TTI减小到5ms。这种方法通过时隙捆绑减小了TTI。但是，对于目前的GSM/EDGE系统来说，这种技术面临着几个问题，它要求MS能够同时接收处理2个或4个时隙的数据，对MS硬件要求提高；由于时隙捆绑导致交织效果减弱；对于频率跳频来说，如果采帧跳频，这种技术显然会降低跳频增益，如果采用时隙跳频，那么相邻的时隙需要不同的跳频序列，接收MS要采用多个锁相环或一个锁相环快捕方式才能正确接收跳频信号，这对MS来说是比较困难的。Fig. 9 Different mappings in time-slot domain of four bursts onto a ra
23、dio block频域映射如下图所示，其中左图表示的是4个burst映射到两个TDMA帧和两个分立的载波上，TTI减小到10ms；右图表示的是4个burst映射到一个TDMA帧和四个分立的载波上，TTI减小到5ms，上述分立载波的频率是非相邻的频率。多载波技术有效的减小了TTI值，并且，这种方法不会降低跳频增益，另外，由于交织是在2个或4个频率上进行的，因此，无论发射信号是否跳频都会产生跳频增益。这种方法要求MS能同时接收2路或4路不同频率上的信号。Fig. 10 Different mappings in frequency domain of four bursts onto a radi
24、o block双载波EDGE可以将TTI减小到10ms，有效的降低了无线侧的RTT值。2.1.5 双载波和MS接收分集双载波EDGE在一些特定条件下可以实现MS的接收分集，这里的MS具有双天线。限定条件是： MS仅在支持一个载波条件下才支持分集接收 MS仅支持两路以内的多载波双载波模式和分集接收模式可以切换，其过程如下图所示。初始阶段BSS以一个载波工作，MS通过两个天线接收，实现分集接收；在合适的条件下，MS向双载波模式切换，MS的一条天线接收双载波中的一路载波，另一条天线接收另一个载波信号。切换的触发信令由Packet Downlink Assignment信道下发给MS。双载波与MS接收
25、分集的切换能够平衡容量和峰值数据速率，在容量受限时，采用MS接收分集技术，在数据峰值速率受限时，采用双载波技术。Fig. 11 RxDiv Multi-carrier switching2.2 技术实现路线多载波EDGE技术方案的基本原则是不改变频率规划，对系统硬件影响小。本节以双载波EDGE为例介绍多载波EDGE的技术实现。双载波本质上是把一个用户的数据通过两个载波发射出去，一个直接而又简单的方法使TBF数据块能够扩展到两个载波上，就像TBF在多个时隙上扩展一样，也就是说两个载波能够使用相同的TFI。TBF涉及LLC层和RLC/MAC层，因此，TBF向两个载波扩展有两种方式完成，如下图所示，
26、一是在LLC层上将LLC PDU向两个载波扩展，称之为每载波的RLC/MAC，即每个载波有单独的RLC/MAC块，其优点是一个载波上的无线块的延迟对另一个载波没有影响，缺点是多了LLC PDU分发的过程，增加了延时（见右图）；二是TBF在RLC/MAC层向两个载波扩展（见左图），即在RLC data Block加RLC/MAC头时，通过不同的TFI来区分RLC/MAC块属于哪个载波，在MS侧也通过TFI将RLC/MAC组装起来，优点在于RLC/MAC层与LLC层相比更接近天线，所以进行重发等操作的延时较小，对现有协议改动小。两种方法共同特点是保持物理层不变，并且都有由于人为的数据打孔或者称为数
27、据块向多载波扩展造成的延迟，从二者比较来看，方法二更具优势。Fig. 12 Split RLC/MAC(left), Per-carrier RLC/MAC(right)TBF在RLC/MAC层向多载波扩展的一个困扰是MS如何识别和组装多个载波上RLC/MAC块，也就是如何区分TFI，因为MS无法判断在某个载波上数据块需要重传或已经正确接收。一维的TFI对于多载波已经不适用了，这里提出一个二维TFI表示方法，如下图所示，TFI类似于一个二维数组，第一个列表示每个载波的数据块序列号link_seq，第二列表示所有RLC/MAC块序列号或者称为sar_seq（segmentation and re
28、assembling Sequence）。通过这两列序列号MS能够正确识别和组装RLC/MAC块。这种方法要求link_seq和sar_seq的大小要满足重传的RLC/MAC块能被正确识别的条件，TBF大小和TFI比特数也是限制条件，需要详细计算。Fig. 13 Multi-link RLC/MAC for MC-GERAN operationsTBF扩展到两个载波以后，接下来进行信道编码和交织等基带的处理。在此过程中，可以完全按照现在EGPRS的方式处理，不作任何改动，然后把两路载波信号通过两个不同的频点发射出去，实现双载波EDGE。为了实现减小TTI值（见2.1.4节），在基带部分可以在两
29、个不同频点上进行交织，这就要求两个载波的基带要在同一个或一组DSP内处理。在不同频点上的交织也会带来频率增益。上面分析了双载波EDGE技术方案，主要包括在RLC/MAC层和基带中的改动。多载波EDGE可以借鉴上述的方法。另外，双载波EDGE要求MS有两个射频接收支路，在这里不作过多介绍。2.3 对BTS架构的影响分析从协议上看，多载波EDGE对BTS影响不大，以目前我司BTS架构也可以实现双载波EDGE。如果要用多载波的方式减小TTI，满足实时业务对RTT的要求，多载波的基带部分就需要集中处理。一个载频独享一个基带单元，一个射频单元和一个功放单元的BTS架构似乎已经满足不了技术的演进需求。多块
30、基带板形成基带池，以软件无线电控制，多块射频板形成射频池，用射频无线电控制，宽带功放硬件配置，以及射频拉远和天线的分布式架构似乎更符合发展趋势。当然，又很多技术发展并不明朗，但是，至少通过多载波EDGE可以看到，多个载波共用基带的需求越来越明确了。例如，四载波技术通过四个频率的交织，可以将TTI减小到5ms，这就可能需要一块单板上处理四个载波的基带信号。从未来发展来看，多载波EDGE也许有可能应用OFDM技术和MIMO技术。 其中OFDM技术可以减小频率间隔，增加频谱利用率，提高用户速率。OFDM技术也要求共用基带。2.4 技术积累和预研需求分析对于多载波技术我司积累很少，希望能在下列几个方面
31、进行跟踪和预研： 数据业务的RTT需求，TCP RTT，RLC window size，IP error rate，TTI等参数对多载波速率的影响 TBF在LLC层和RLC/MAC层向多载波的扩展分析 基带处理能力和多载波峰值速率的关系3 QAM调制技术3.1 QAM技术描述为了提高无线口数据速率，解决MCS-8和MCS-9覆盖范围小的问题，增强型EDGE提出使用新的调制和编码方式QAM调制（Quadrature Amplitude Modulation）。QAM调制是一种高阶调制方法，不但能提高无线口峰值速率和平均比特速率，而且还可以提高覆盖增益。QAM调制与EDGE的8PSK不同，8PSK
32、调制中，传输信号的幅度保持一致，在QAM调制中，同时改变信号幅度和相位，从两个维度对基带信号进行调制，能够提高频谱利用率，下图是16-QAM和32-QAM的星座图。QAM的一般表达式为： 0tT上式中信号有两个相互正交的载波构成，每个载波被一组离散的振幅Am和Bm调制，式中T为码元宽度，m1，2M，M为Am和Bm的电平数。Am和Bm可以表示为：式中A为固定振幅，（dm，em）由输入数据确定，并决定了已调制QAM信号在信号空间的座标点。Fig. 14 Signal constellations for QAM. Left: 16QAM. Right: 32QAMQAM调制中引入了新的编码机制，如
33、果MCS8和MCS9中采用QAM调制，在承载相同数据量时，QAM的编码速率比8PSK低。例如，MCS8在8PSK下的编码速率为1128/1224 = 0.92，在16-QAM下的编码速率为1128/1688 = 0.66。低的编码速率带来了更好的分集增益。下表是可选的编码和调制方式， 其中，信息比特都采用1/3卷积编码方式，约束长度为6，并使用均匀的打孔方式。 Table 3: Coding configurations and parameters for modified and new coding schemes proposedCoding ConfigurationsSimulat
34、ion ParametersMCSFamilyUser PDU (bytes)User Data Rate (kbps)ModulationPayload LengthHeader LengthCoding Rate8-aC26652.88PSK25641680.928-bC26652.816QAM25641700.669-aA27459.28PSK26121681.009-bA27459.216QAM26121700.7210-aB35667.216QAM34621910.8310-bB35667.232QAM34621900.6511-aC36679.232QAM35421900.76QA
35、M调制同时改变信号的相位和幅度，因此，对发射和接收都产生影响，主要表现在以下几个方面：IQ信号的相位不平衡，IQ信号增益不平衡，合成器产生的相位噪声，由PA非线性产生EVM下降，PA回退产生的相位噪声以及接收的频率误差等。EVM(Error Vector Magnitude)是衡量调制精度的重要指标，EVM越大说明调制精度越低，影响EVM的因素主要是PA和合成器。协议中模拟计算了8PSK和QAM在不同PA回退时的EVM和PAR（ Peak-to-average ratios）值。在计算过程中假设： IQ Gain Imbalance (dB) = 0.2 IQ Phase Imbalance
36、(degree) = 0.5 Phase Noise (Degree RMS) = 1.2 PA back off = 4.3 dB or 6.3 dB Table 4: Back off vs Average EVM and PAR for different modulationsModulationBack off(dB)Average EVM (%)PAR (dB)8-PSK4.33.93.356.33.216-QAM4.37.45.876.33.832-QAM4.37.45.696.33.7从图中可以看出，QAM调制对PA线性度要求较高，PA Back off 为6.3dB时EVM才
37、能满足需要；QAM调制的PAR值也比8PSK大，这说明发射机的功率效率较低，同时要求接收机动态范围大，在设计QAM发射和接收时要考虑上述因素。从BLER比较来看，QAM调制比8PSK更具有优势，下图是MCS9编码情况下两种调制方式的BLER对比图，其中EVM约为3.9，8PSK的PA Back off为4.3dB，16-QAM的PA Back off为6.3dB。Fig. 15 MCS-8 with EVM around 3.9. Back off for 8PSK was 4.3 dB and Back off for 16 QAM was 6.3 dB 下表是增加了QAM调制和编码机制后的
38、链路性能。 Table 5: Used modulation and bit rate kbps for the investigated casesCase ACase BCase CCase DCoding schemeModulationRateModulationRateModulationRateModulationRateMCS1GMSK8.8GMSK8.8GMSK8.8GMSK8.8MCS2GMSK11.2GMSK11.2GMSK11.2GMSK11.2MCS3GMSK14.8GMSK14.8GMSK14.8GMSK14.8MCS4GMSK17.6GMSK17.6GMSK17.6
39、GMSK17.6MCS58PSK22.48PSK22.48PSK22.48PSK22.4MCS68PSK29.68PSK29.68PSK29.68PSK29.6MCS78PSK44.88PSK44.88PSK44.88PSK44.8MCS88PSK54.416QAM54.416QAM54.416QAM54.4MCS98PSK59.216QAM59.216QAM59.216QAM59.2MCS10-16QAM67.232QAM67.2MCS11-32QAM79.2Fig. 16 Throughput vs. C/I with transmitter/receiver impairments in
40、 TU3从上图可以看到，引入MCS10和MCS11，无线口的吞吐量明显提高。下图是系统模拟的结果，反映了不同调制编码系列（Case A和CaseB，C，D）下，throughput CDF和无线口吞吐量的关系。8PSK和QAM调制对C/I的要求比GMSK高，在相同CDF值时，Case B，C，D在无线口上的吞吐量要比Case A高，也就表明Case B，C，D调制系列对C/I要求较高。Fig. 17 Estimated throughput CDF by mapping link performance with impairments to C/I distribution of live
41、TeliaSonera network.3.2 技术实现路线QAM调制和编码是一种新引入到GERAN中的调制方式，复杂度比8PSK要高，如果要在上行和下行都实现QAM调制，那么就需要对发射和接收的编码，调制，解调，均衡和PA进行修改和调整。 对于下行来说，关键问题是要保证不同调制方式下（GMSK，8PSK，QAM）的EVM值基本保持不变。PA的线性度和合成器的相位噪声对EVM都有较大影响。获得较好的PA线性度一般有两种方法，一是PA功率回退，即降低PA功率，工作在功放的线性区间内，但是，功率回退会导致覆盖范围减小，小区边缘信号质量恶化；另一种方法就是用功放线性范围大的PA，这需要考虑器件的成本
42、和质量等因素。合成器相位噪声主要与器件本身有关，可以考虑通过选择合适的合成器来降低相位噪声。另外，QAM调制的PAR值较高，在发射机有效的最大功率输出要比8PSK低，也就是说，QAM的功率效率要低一些。上述方法需要进行计算和仿真，保证下行QAM调制质量。对于上行来说，均衡和解调算法是实现QAM的关键。从调制的星座图可以看到，QAM调制的星座点密集，均衡解调的复杂度远远高于8PSK，而且，QAM调制阶数越高复杂度越大，因此，需要选择合适的均衡算法降低复杂度，减小DSP的运算量。目前，有很多QAM均衡解调，多种调制的盲均衡和自适应均衡算法方面的文章可以借鉴，也可以考虑使用8PSK均衡中的迭代算法。
43、3.3 对BTS架构的影响分析QAM调制对BTS的影响主要体现在以下几个方面：1PA线性优化，见上文。2上行QAM均衡算法，见上文。3CHP处理能力。CHP是完成Viterbi均衡、信道译码、加密和速率适配运算的重要模块，QAM的调制，均衡，解调等工作都在CHP上完成，因此，QAM调制的引入对CHP影响较大。QAM阶数越高，均衡解调的计算复杂度就越大，如果仍采用MLSE的Viterbi算法，16-QAM的复杂度为165，这是很难实现的。如果采用类似于8PSK改进型MLSE接收机，运用迭代算法，复杂度可能会下降到8PSK接收复杂度4倍的水平。我们也可以考虑使用新的均衡解调算法，这方面的文献报道也很多。在信道编译码部分，QAM和8PSK都采用卷积编码（3，1，6），MCS10和MCS11的数据输入长度也小于MCS9，估计QAM编译码的复杂度与8PSK相当。在加密和速率适配部分，QAM的复杂度可能比8PSK略高。综上所述，对CHP处理能力要求主要体现在均衡解调方面。4Abis口流量。MCS11是QAM调制，数据速率79.2kbps，在Abis口传输MCS11数据需要6条16Kbps时隙，而传输MCS9的数据需要4条16k