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1、LTE 系统中的 OFDMA 和 SC-FDMA 技术及 PAPR中文摘要本文主要介绍了 OFDM（ 正交频分复用 ）技术的基本原理以及它的 特点，从而引出 OFDM 适应 4G 的原因所在；阐述了 OFDM 系统中 高峰均比的问题以及抑制 PAPR 的问题；最后介绍了 OFDMA 和 SC-FDMA 的原理。关键词： OFDM ；峰均比； OFDMA ；SC-FDMA目录1 LTE 物理层技术 3.1.1 LTE 系统物理层 3.1.1.1 物理信道与调制 3.1.1.2 物理层主要传输技术 3.2 OFDM 原理 4.2.1 OFDM 提出的必要性 4.2.2 OFDM 技术的基本原理 5
2、.3 OFDM 技术中 PAPR 问题 7.3.1 PAPR 产生的原因 7.3.2 降低 PAPR 的方法 8.3.3 降低 PAPR 的仿真分析 9.3.3.1 压缩扩展变化原理 9.4 OFDMA 1.2.4.1 OFDMA 的原理 1.2.4.2 OFDMA 的发射机和接收机 1.35 SC-FDMA 1.5.5.1 SC-FDMA 的原理 1.55.2 SC-FDMA 的发射机和接收机 1.61 LTE 物理层技术1.1 LTE 系统物理层物理信道与调制LTE系统目前定义了 5种下行物理信道：物理下行共享信道PDSCH、物 理广播信道PBCH、物理多播信道PMCH、物理控制格式指示信
3、道 PCFICH、物 理下行控制信道PDCCH。系统还定义了 3种上行物理信道：物理随机接入信道 PRACH、物理上行共享信道PUSCH、物理上行控制信道 PUCCH。LTE下行主 要采用 QPSK、 16QAM 、 64QAM 三种调 制 方 式 , 上 行 主 要 采 用 BPSK、 QPSK、8PSK和16QAM。针对广播业务，3GPP提出了一种独特的分层调制方 式。其基本思想是 , 在应用层将一个逻辑业务分成两个数据流 , 一个是高优先级 的基本层 , 另一个是低优先级的增强层。在物理层 , 这两个数据流分别映射到信 号星座图的不同层。由于基本层数据映射后的符号距离比增强层的符号距离大
4、 , 因此基本层的数据流可以被包括远离基站和靠近基站的用户接收 , 而增强层的 数据流只能被靠近基站的用户接收。 也就是说 , 同一个逻辑业务可以在网络中根 据信道条件的优劣提供不同等级的服务。 除了物理信道之外 , 还有一些物理信号 专门用来承载仅与物理层过程有关的信息 , 如参考信号、同步信号等 , 它们对高 层而言不是直接可见的 , 但从系统功能的观点来讲是必需的。物理层主要传输技术上行 SC-FDMA 的实现，尽管 OFDM 技术具有频谱效率高、带宽扩展性 强、抗多径衰落能力强等优点，但由于OFDM系统功率峰均比（PAPR）较高,从而增 加发射机功放的成本和耗电量 ,不利于上行链路的实
5、现。因此 ,在 3GPP LTE 系统 中,上行传输方案采用带循环前缀的 SC-FDMA。 SC-FDMA 是一种新型的单载波 频分多址方式 ,作为宽带移动通信上行链路解决方案 ,它支持扩频技术、频域均衡 方法以及多用户复用的通信场景。上行 SC-FDMA 信号可以用 /时域 0 和/频域 0 两种方法生成。时域处理的 SC-FDMA 有两种实现形式 ：一种是将已调制符号数据块先重复级联 ,再添加循环 前缀,接着经过成形滤波后 ,通过用户特定的频谱搬移 ,实现频分多址。 采用这种实 现方式的系统称为交织频分复用多址 (IFDMA)系统,其传输信号具有离散频谱。 另一种是将已调制符号数据块直接添
6、加循环前缀，经过成形滤波后，再通过用户指 定的频谱搬移，实现频分多址，其传输信号具有连续频谱。频域生成方法主要是 DFT-S-OFDM和DFT-S-GMC两种。基于离散傅里叶 变换扩频的正交频分复用多址(DFT-S-OFDM)是在OFDM的IFFT调制之前对信 号进行DFT扩展，如图1所示。由于DFT-S-OFDM将每个数据符号扩频到所有分 配的子载波上传输，从而使得其传输信号具有单载波信号的特性。2 OFDM原理2.1 ofdM!出的必要性在21世纪，移动通信技术和市场飞速发展，在新技术、市场需求的共同作用 下,出现了第三代移动通信系统-3G, 3G中采用码分多址(CDMA)技术来处理多径
7、问题,以获得多径分集增益。然而在该体制中 ，多径干扰和多用户干扰始终并存, 在用户数较多的情况下，实现多用户检测是非常困难的。 并且CDMA本身是一个 自扰系统，所有的移动用户都占用相同的带宽和频率，所以在系统容量有限的情况 下，用户数越多就越难达到较高的通信速率，因此3G系统所提供的2Mb/s带宽是 共享式的，当多个用户同时使用时，平均每个用户可使用的带宽远低于 2Mb/s,而这 样的带宽并不能满足移动用户对一些多媒体业务的需求。不同领域技术的综合与 协作,伴随着全新无线宽带技术的智能化，以及定位于用户的新业务，这一切必将 繁衍出新一代移动通信系统4G。相比于3G, 4G可以提供高达100M
8、b/s的数据传 输速率，支持从语音到数据的多媒体业务，并且能达到更高的频谱利用率以及更低的成本。为了达到以上目标，4G中必须采用其他相对于3G中的CDMA这样的 突破性技术 ,尤其是要研究在移动环境和有限频谱资源条件下,如何稳定、可靠、高效地支持高数据速率的数据传输。因此,在4G移动通信系统中采用了正交频分 复用 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing OFDM) 技术作为其核心技术 ,它 可以在有效提高传输速率的同时 ,增加系统容量、避免高速引起的各种干扰 ,并具 有良好的抗噪声性能、抗多径信道干扰和频谱利用率高等优点。2.2 OFDM技术的基
9、本原理OFDM 的英文全称为 Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 中文含义为 正交频分复用技术 OFDM 技术属于多载波调制 (Multi-Carrier Modulation, MCM) 的一种 ,是一种无线环境下的高速传输技术。无线信道的频率响应曲线通常是非 平坦的，而OFDM技术的主要思想就是在频域内将给定信道分成许多正交子信道 在每个子信道上使用一个子载波进行调制 ,并且各子载波并行传输。这样 ,每条链 路都可以独立调制 ,因而该系统不论在上行还是在下行链路上 ,都可以容易地同时 容纳多种混合调制方式。 因此,尽管总的信道是非平坦的
10、,且具有频率选择性 ,但是 每个子信道是相对平坦的 ,在每个子信道上进行的是窄带传输 ,信号带宽小于信道 的相应带宽 ,这样就可以大大消除信号波形间的干扰。由于在OFDM 系统中各个子信道的载波相互正交 ,于是它们的频谱是相互重叠的 ,这样不但减小了子载波间 的相互干扰 ,同时又提高了频谱利用率。由于这种技术具有在杂波干扰下传送信 号的能力 ,因此常常会被利用在容易被外界干扰或者抵抗外界干扰能力较差的传 输环境中。由于多径传播效应会造成接收信号相互重叠 ,产生信号波形间的相互干扰 ,形 成符号间干扰(Inter symbol Inteferenee, ISI),如果每个子信道的带宽被划分的足
11、够窄,每个子信道的频率特性就可近似看作是平坦的因此,每个子信道都可看作无符号间干扰的理想信道。这样 ,在接收端不需要使用复杂的信道均衡技术即可对 接收信号可靠地进行解调。 在 OFDM 系统中 ,通过在 OFDM 符号之间插入保护间 隔来保证频域子信道之间的正交性 ,以及消除由于多径传播效应所引起的 OFDM 符号间的干扰。因此 ,OFDM 特别适合于在存在多径衰落的移动无线信道中高速 传输数据。 OFDM 的原理框图如 2 所示。如图2所示，原始高速率比特流经过串/并变换后变为若干组低速率的比特流d(M),这些d(M)经过调制后变成了对应的频域信号，然后经过加循环前缀、D/A变换， 通过RF
12、发送出去;经过无线信道的传播后，在接收机以与发送机相反的顺序接收 解调下来，从而得到原发送信号。图2中d(M)为第M个调制码元；图中的OFDM 已调制信号D(t)的表达式为：M 3D(t)二 d(n)exp( j2二的 t OT (1)n式(1)中:T为码元周期加保护时间；fn为各子载波的频率，可表示为:f。 n/Ts式(2)中：fo为最低子载波频率；Ts为码元周期。在发射端,发射数据经过常规QAM调制形成基带信号。然后经过串并变换成M个子信号，这些子信号再调制相互正交的M个子载波，其中/正交0表示的是载波频率间精确的数学关系，其数 学表示为(fx(t)fy(t)dt =0,最后相加成OFDM
13、发射信号。实际的输出信号可表 示为：M 4D(t)二 Re二 d(n)exp( jwnt)n =0在接收端,输入信号分成M个支路，分别用M个子载波混频和积分，恢复出子信号, 再经过并串变换和常规 QAM解调就可以恢复出数据。由于子载波的正交性，混频和积分电路可以有效地分离各子载波信道，如下式所示:T M Jd(m)= d(n)exp( jWnt)exp(-jWnt)dt0 n =0M 1 T八 d(t) expj(Wn-Wm)tdtn =00M 1Td(n)n =Q0exp j2： (nm)TStdt = d(m)式中d(m )为接收端第m支路子信号3 OFDM技术中PAPR问题3.1 PAP
14、F产生的原因OFDM技术缺点之一是信号存在较高的峰值平均功率比(PAPR).由于OFDM信号是由多个相互独立的子载波组成，随着子载波数的增加，其波形的幅值 呈高斯分布结果,OFDM信号的峰值功率要比平均功率大得多。高峰平比信号通 过前端功放时，为了避免信号的非线性失真与带外频谱再生，需要功放具有比较大 的线性范围，使得功放有较大的回退，功放效率比较低.这已经成为OFDM技术实 用化的一大障碍。对于包含N个子载波的OFDM系统来说，经过IFFT计算得到的功率归一化 (方差为1)的复基带子信号为：x(n)二N -1 Xk exp(k=02)“ =0,1,2,., N -1N其中，Xk是数据符号，N
15、是子载波个数。OFDM复合的OFDM系统的峰均比是指信号峰值功率与平均功率的比值,PAPR定义为：2PAPR(dB) =10log1max| Xn | E| Xn |2其中xn,是 IFFT之后所得到的输出子信号，见式(3)。E.表示均值。可见当N个 子载波都以相同的相位求和时，所得到的OFDM符号中子信号的峰值功率就是平 均功率的N倍，因此基带信号的最大峰均功率比可以为 PAPRmax(dB) JOIogg N 当N较大时，如图3所示(N=16)的情况中，这是一种极端的情况，对于输入信号是随 机信号的情况,出现这种高峰值的可能性很小，但也说明OFDM系统的峰均功率 比很高。A3.2降低PAP
16、R勺方法目前已经提出很多种降低峰均功率比的方法，例如限幅、限幅滤波、编码、 音调保留(TR)、音调注入(TI)、有效星座扩展(ACE)及多信号表示法包括部分传 送序列(PTS)、选择性映射(SLM)等。抑制峰均功率比的方法大致可以分为 3类: (1)信号预畸变技术：在信号放大之前，先对功率值大于门限的信号进行非线性畸 变，包括限幅、峰值加窗和峰值消除等操作，好处是直观、简单，但信号畸变对系统 性能造成的损害是不可避免的。首先,对系统造成自身干扰，导致系统的BER性能 恶化；其次，非线性畸变会引起带外辐射功率的增加，实际上限幅操作可以认为是OFDM采用符号与矩形窗函数相乘，如果OFDM信号的幅值
17、小于门限值，则矩形 窗函数的幅值为1；如果信号幅值需要被限幅，该窗函数的幅值应该小于1,根据时域相乘等效于频域卷积的原理，经过限幅的OFDM符号的频谱等同原始的OFDM 符号频谱卷积窗函数频谱，其带外频谱特性主要由两者之间频谱宽度较大的信号 决定，也就是矩形窗函数的频谱决定。(2)编码方法：避免使用那些会造成大峰值功率信号的编码组合 ，缺陷在于可供使 用的编码组合数量非常少，特别是当子载波数量 N较大时，编码效率很低，导致这 一矛盾更加突出；利用不同的加扰序列对 OFDM符号加权处理，选择PAPR较小的OFDM符号传 输。各种方法都有不同程度上的性能、 开销与复杂度的折中。N-R构造信息矢量
18、Xf和抑制矢量Xr满足：X二XfXr假设某一调制矢量 Xm使得峰均功率比得 到最小，那么OFDM符号s(t)在调制矢量Xm处的一阶偏导数应该满足：Xm(k)= 0,k =1,2,，N抽取抑制矢量Xm中的抑制元组成搜索矢量Xop,分别沿各个矢量V(i)的方向搜索 使得峰均功率比最小的解，使峰均功率比达到要求。3.3降低PAPR勺仿真分析 压缩扩展变化原理压缩扩展变换是一种基于数值变换的预失真方法。采用这种方法对大功 率发射信号进行压缩，对小功率信号进行放大，从而可以使得发射信号的平均功 率相对保持不变。这样不但可以减小 PAPR,而且可以增强小功率信号的抗干扰 能力。在接收端进行逆运算，恢复原始
19、数据信号。在 OFDM系统中，经过IFFT 变换的复基带信号可以表示为：1 Nj%紳=貳严(帖-I,2”对X(k)进行压缩变换C(x),分别定义卩,V为C(x)的压扩率和转折点，贝燈压 缩的信号S(k)可表示为：S(k)二CX(k)VX(k)ln (1)|X(k)|ln (1|X(k)|) (7)V值的选择将影响到输出信号的功率大小。当V=E|X(k)|时,压缩变换不改变信号的功率。在接收端对接收到的信号R(k)实施C逆运算,即：Y(k)心R(k)“醫尺宀()(8)AR(k)使用压缩扩展变换方法，通过改变压扩率 可以大大降低峰平比，但同时也降 低了系统的误码率性能。图4给出了不同值下压缩扩展变
20、换的PAPR。值越 大，降低PAPR的效果越好。20UA不同港值卜W扩的PAH 220 20 -W 60 Hl) IM 120 IW INHSn 200f lla图4在不同J值下压缩扩展变换的PAPR但据图5可以看出系统的误码率也随着 值增加而不断增加。下面介绍改进的 压缩扩展变换方法，可用于提高误码率性能。传统的压缩变换方法是压缩大功率 发射信号，放大小功率信号。在接收端即把小信号变小，大信号变大。虽然把叠加 在小信号上的噪声变小，但大信号上的噪声放大了，造成了误码率变大。针对压 缩扩展变换方法的这个缺点，分析两种解决方案。方案一：在接收端实施C逆 运算时采用比发送端小的压扩率来进行，以便降
21、低在大信号部分对噪声的放大。即：_1Y(k)二 C R(k)二VR(k)Ji|R(k)|R(k)l n(1V一1(9)叫的取值要小于发送端的转折点 值,叫二AA ：. 1。选取不同的会得到不同的误码率性能圧扩梶覽換方響的辿円事图5压缩扩展变换方案的误码率图6给出了在信源为2 047位的PN序列、采用 QPSK调制和1024个子载 波、信噪比为15dB的条件下,未改进的压缩扩展变换方法和通过改进后的误码 率曲线。从图中可以看出，改进后的误码率性能得到了改善，通过选取合适的值 将得到最好的改善性能。方案二：在接收端实施C逆运算时选取比发送端大的 转折点V值来进行，即减小噪声，降低误码率。Y(k)
22、=C*R(k)-V,R(k) 和 R(k)|R(k)l n(1)|V1104加裁萨曝变换方:r的丘硏*20 44)60 如12()【40 164)1卿 200H扩拿且價O- tO图6未改进压缩扩展变化方法和改进的误码率V1的取值要大于发送端的转折点V值,V仁Bv, B1。图6和上面仿真条件相同（其中压扩率 =200）,给出了在不同误码率情况下未改进 的压缩扩展变换方法和通过方法 2改进的误码率曲线图。从图中可以看出，在不 同的SNR下，应该选取不同的A值来得到最佳的误码率改善。4 OFDMA4.1 OFDM 的原理正交频分多址（OFDMA ）的概念类似于FDMA，是在OFDM技术基础上 发展起
23、来的，应用于下行链路时又可以被称为多用户 OFDM （Multiuser OFDM ）。 由于OFDM技术中各个子载波之间相互独立，每个子载波都可以被指定一个特 定的调制方式和发射功率电平，所以 OFDMA技术可以给每一个用户分配符号 内部分可用的子载波。从这一点上来说，它和FDMA是等价的；然而 OFDMA技术中各个子载波频谱互相混叠，采用基于载波频率正交的快速傅立叶变换（FFT）调制，由于各个载波的中心频点处没有其他载波的频谱分量，所以能够 实现各个载波间的正交，并不需要在用户之间设置保护频带从而避免了频率资源的浪费。OFDMA技术中各个用户所使用的子载波也并不一定连续， 而是允许以 子载
24、波为单位任意分配，因而具有比 FDMA更高的灵活性大大提高了频带利用 率，这在频谱资源日益紧张的今天显得尤为重要。在OFDMA中，下行链路是指由基站到各个接收端的无线链路，这是一个一对多的多用户链路，系统模型如图7所示。即下行链路是一个广播信道，其实现方式如同广播信道中的OFDM发射机与接收机的原理机制调制和功率分配IFFT加入CP无线信道用户KV解调取出规载用户K数据的子载波FFTY移除CPNoise图7 OFDMA下行链路系统模型4.2 OFDM 的发射机和接收机在任意OFDMA系统中，发射机采用的都是窄带互相正交的子载波。 在LTE 中，无论传输总带宽是多少，典型的子载波间隔均为 15k
25、Hz。不同的子载波保持 正交，因为在一个子载波的采样时刻，其他子载波为零值。OFDMA系统的发射机使用IFFT块来生成信号。数据源通过串/并转换到达IFFT模块。IFFT模块的 输入与代表特定子载波（或时域信号的特定频率分量）的输入相对应，且该输入 的调制与其他子载波相互独立。IFFT模块后是循环扩展（循环前缀）模块，如 图8所示。发送端频率图8 OFDMA发射机和接收机添加循环扩展的动机是避免符号间干扰。当发射机添加的一个循环扩展要长 于信道冲激响应时，接收机就会忽略（移除）这个循环扩展，因而可以消除前一 个符号的影响。循环前缀的添加可以通过拷贝符号末端部分内容， 并将其添加到 符号的起始部
26、分来完成，如图9所示。循环扩展在使用时，最好是仅作为传输过 程（保护间隔）中的一次暂停，使得 OFDM符号看起来像是周期性进行传输的。 假定循环扩展足够长，当 OFDMA符号由循环扩展的存在而显现出周期性传输 特征时，信道的影响就等于乘以一个标量。信号的周期性特征也考虑到离散傅立 叶频谱需要支持在接收端和发送端分别支持离散傅立叶变换（DFT）和反向离散傅立叶变换（IDFT）。探护何隔糖环 前鯛t拷贝苻号的部分内容OFDMH号持续肘间图9 OFDM符号保护间隔的生成5 SC-FDMA5.1 SC-FDMA勺原理SC-FDMA是在 OFDMA 的基础上，增加了一个 DFT/IDFT 模块，因此 S
27、C-FDMA 也称为 DFT-S-OFDM。SC-FDMA 与 OFDMA 的发射和接收框架如 图10所示，其中ao,a!,.,aM表示M个不同的调制器传输的比特数，而 表示N点IFFT的M路输入。从图7可知，首先在OFDMA前端经过S - P转 换，将时域信号独立地分配到多个子载波上，而SC-FDMA经过DFT将时域信号变换到UE当前占用的全部发射频带上，所以SC-FDMA本质上是一种宽 带技术。这样就避免OFDM高PAPR问题，降低了 UE成本和电池寿命，但频 谱利用率比OFDM稍低。其次，OFDMA直接通过IDFT变换实现多个子载波 调制，各个子载波叠加后并行输出，而 SC-FDMA通过
28、一个DFT-IDFT变换对， 使IDFT变换后的输出为输入符号或是输入符号的加权叠加，使SC-FDMA具有单载波独有的低PAPR特性。当子载波均匀映射在系统子载波上时，SC-FDMA 具有和输入信号完全一样的 PAPR。发送端频率:图10 OFDMA发射机和接收机5.2 SC-FDMA勺发射机和接收机频域信号生成过程如图11所示，与具有常规QAM调制器的时域信号生成 过程相比，它增加了良好的OFDMA频谱波形特性。这样，与下行链路OFDMA 原理相似，不同用户之间不再需要保护频段。与 OFDMA系统中的情形类似，SC-FDMA也需要周期性地在传输过程中添加循环前缀（由于SC-FDMA时域中的符
29、号速率比 OFDMA高，因而不需要在每个符号后添加循环前缀），以避免 符号间干扰，简化接收机设计。循环前缀能够防止符号块之间的符号间干扰，但 在循环前缀之间仍存在着符号间干扰，因而接收机仍需要处理符号间干扰。对于 符号块来说，接收机通过启动均衡器，直到能够防止符号间干扰深度传播的循环 前缀发送端比特调制器频率图11具有频域信号生成功能的SC-FDMA发射机和接收机参考文献1 李喆 OFDM 关键技术研究仿真 D 北京：北京交通大学 20062 王文博，郑侃.宽带无线通信OFDM技术M 北京：人民邮电出版社.2007.3 刘小强，朱刚高速铁路环境中无限信道传输特性的探讨铁道通信信 号. 2007
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