qu毕业设计（论文）-多路输出单端反激式开关电源设计.doc.doc

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1、SHANDONG 毕 业 论 文 多路输出单端反激式开关电源设计 学 院： 电气与电子工程学院 专 业： 电气工程及其自动化 学生姓名： 学 号： 指导教师： 2012 年 6 月 中 文 摘 要 I 摘 要 开关电源是一种采用 PWM 等技术控制的开关电路构成的电能变换装置， 它广泛应用于交直流或直直流电能变换中，通常称其为开关电源（ Switched Mode Power Supply-SMPS）其功率从零点几瓦到数十千瓦不等，广泛用于生 活、生产、科研、军事等各个领域。开关电源因其体积小、重量轻、效率高、 性能稳定等优点而逐渐取代传统的线性稳压电源，被誉为高效节能电源，现 己成为稳压电源

2、的主导产品。 本课题是设计一个通用的多路输出的反激式开关电源，电源取自220V 市电。本题目设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET 作为开 关，利用控制开关的导通时间来调整输出电压，主控制芯片采用UC3844 实 现电压电流双闭环控制，采用 PC817、TL431 等专用芯片以及其他的电路元 件相配合作为反馈电路，使设计出的开关电源具有自动稳压功能。系统工作 频率为 50kHz，输出 7 路隔离的电压。 关关键键词词：开关电源，反激式变换器，高频变压器， UC3844 英 文 摘 要 II Abstract Switching power supply using the PWM,

3、 control switch circuit of the power conversion device, it is widely used in AC to DC or DC to DC can transform, usually called the switching power supply (Switched Mode Power Supply-S MPS) power from zeroranging from a few watts to tens of kilowatts,is widely used in various fields of life, product

4、ion, research, and military.The switching power supply because of its small size, light weight,high efficiency, stable performance and other advantages of gradually replacing traditional linear power supply, known as energy efficient power supply,has now become the leading product of the power suppl

5、y. This project is to design a generic multi-output flyback switching power supply,power supply from the 220V mains. Switching power supply design of this topic is the use of full-controlled power electronic devices MOSFET as a switch, control switch conduction time to adjust the output voltage, the

6、 main control chip UC3844 PC817, of TL431 dedicated chipand compatible with other circuit elements as a feedback circuit,voltage and current double closed loop control,the design ofswitching power supply with automatic voltage regulation function. The systemoperating frequency 50kHZ, the output volt

7、age of 7 road isolation. Keywords: switching power supply, flyback converter, high-frequency transformer, UC3844 目 录 III 目 录 摘 要.I ABSTRACT .II 目 录III 第一章 引 言 1 1.1 课题研究的背景及意义.1 1.2 开关电源的技术动态.2 1.3 本课题的主要研究内容.2 第二章 开关电源的原理 .4 2.1 开关电源的基本原理.4 2.2 开关电源的组成.5 2.3 单端反激式拓扑分析.5 2.3.1 工作原理 .5 2.3.2 基本关系式 .6

8、 第三章 系统设计 .9 3.1 技术指标.9 3.2 黑箱设计.9 3.3 开关电源电路图.10 3.4 关键元器件的选择与设计.11 3.4.1 控制器芯片 UC384411 3.4.1.1 UC3844 的内部结构及管脚功能 .12 3.4.1.2 UC3844 的特点.14 3.4.2 线性光耦合器 PC817 14 3.4.3 可调精密并联稳压器 TL431 .15 3.4.4 高频变压器的设计 16 目 录 IV 3.4.4.1 高频变压器作用 16 3.4.4.2 高频变压器的设计 17 3.4.5 输出级的设计 .19 3.4.6 功率 MOSFET 及其驱动电路设计 20 3

9、.4.6.1 功率 MOSFET 的选择 .20 3.4.6.2 功率 MOSFET 控制电路及其参数选择 .21 3.4.7 电压反馈电路设计 22 3.4.7.1 电路图及原理 22 3.4.7.2 元器件参数选择 22 3.4.8 输入启动电路的设计 23 3.4.9 输入整流滤波电路的设计 .24 3.4.9.1 电路原理图 24 3.4.9.2 元器件参数选择 24 3.4.10 保护电路的设计 25 3.5 电路工作过程总结.26 第四章 设计总结 .28 参考文献 29 致 谢 .31 第一章 引 言 1 第一章 引 言 1.1 课题研究的背景及意义 随着电子技术的发展，电子设备

10、的广泛应用，这些设备对电源的要求也 越来越高，传统线性电源笨重效率低，严重影响电子设备、电子产品的发展。 于是，20 世纪 60 年代开关电源诞生了。 与传统线性稳压电源相比开关电源有以下优点： 1效率高，损耗小：开关电源效率通常在 75%以上，有的甚至可以达 到 90%以上。由于开关管损耗小，因而不需要采用大散热器，能有效减小电 源体积。损耗小使得电子设备内部温度也相对较低，避免了元件长期在高温 环境下损坏，这对电子设备的可靠性和稳定性的提升有明显的作用。 2稳压范围宽：输入 AC 或 DC 电压在很大范围内变化时，电压变化 率很小。而且在输入电压发生较大波动时，电源依然保持较高的效率，因此

11、， 开关电源比较适合电网波动较大的地区使用。 3体积小，重量轻：开关稳压电源可直接将工频电网电压直接整流成直 流后，经过高频变压器获得不同的交流电压，再经整流滤波得到所需的直流 电压，这样就可以免去笨重的工频变压器，从而节省线材，减小电源体积和 重量。 4安全可靠：开关电源一般都具有多种保护电路，保证电源的安全可靠 工作。 随着电力电子技术的发展和进步，开关电源技术在不断地创新， 目前， 涌现出许多开关电源的新技术和新产品 。开关电源技术是一种普适性、渗透 性的绿色化技术，使产品性能可 靠、成熟、经济、实用，它在国民经济以及 国防，高科技发展中都有广泛的应用前景。 第一章 引 言 2 1.2

12、开关电源的技术动态 高频方面。许多国家都步入 MHz 级别，涌现出众多新型高频磁性材料， 其寄生参数和磁损耗减小，散热性增强，如 56m 超薄钴基非晶态磁带，纳米 结晶软磁薄膜也在研究。铁氧体或其他薄膜材料可集成在硅片上等。 高效方面。致力于减小功率器件的通态电阻、降低漏电流等。如高性能碳 化硅（SiC）功率半导体器件，其优点是：禁带宽，工作温度高（可达 600C）， 通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN 结耐压高等等。 电磁兼容方面。主要研究典型电路与系统的电磁干扰建模；PCB 板和电源 EMC 优化设计软件；强磁场对人体的危害；大功率开关电源 EMC 测量方法的 研究等。 新型电容器。

13、研发适合于功率电源的新型电容器和超大电容。要求电容量 大、等效电阻 ESR 小、体积小等。 功率因数校正。许多国家也在研究性价比较高的功率因数校正技术。 低压大电流。微处理器性能的不断提高，低压大电流开关电源也随之发展 起来。例如电压低达 1.11.8V，而电流高达 50100A 的开关电源。 另外，还有采用波形交错技术，探寻省略滤波电容的可行性等。开关电源 还朝着模块化方向发展。 1.3 本课题的主要研究内容 随着电子技术的高速发展，各种各样的电子设备应运而生，然而这么多电 子设备，精密仪器的背后都需要有个稳定输出的电源做支持。从原有的线性稳 压电源到现在的开关稳压电源，不论从体积、功耗、性

14、能上，都有质的飞跃， 并且开关电源更容易实现多路不对称输出。这使得各种电子设备不同功能的需 要都可以得到满足。本课题主要研究的是输出 7 路隔离电压的反激式开关电源， 研究内容如下： 第一章 引 言 3 本设计的开关电源是采用全控型电力电子器件 MOSFET 作为开关，利用 控制开关器件的占空比来调整并稳定输出电压，主电路采用多路输出单端反激 式变换器结构，采用 UC3844 控制芯片实现电压电流双闭环控制，采用 PC817、TL431 等专用芯片以及其他的电路元件相配合，作为反馈环节，使设 计出的开关电源具有电压自我调节功能。开关工作频率为 50kHz，输出 7 路隔 离的电压。 设计流程：

15、 1熟悉 UC3844、PC817、TL431 的结构原理及作用。 2多绕组高频变压器的设计。 3输出级设计。 4MOSFET 开关管的选择及其驱动电路设计。 5由 PC817、TL431 组成的反馈环路的设计。 6输入整流滤波电路和输入启动电路的设计。 第二章 开关电源的原理 4 第二章 开关电源的原理 2.1 开关电源的基本原理 在线性电源中，功率晶体管工作在线性模式，线性电源的稳压是以牺牲调 整管上的耐压来维持的，因此调整管的功耗成为了线性稳压电源的主要损耗。 与线性稳压电源不同的是，开关电源的功率开关管工作在开关（导通与截至） 状态。在这两种状态中，加在功率开关管上的伏安乘积总是很小（

16、在导通时， 电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）。功率器件上的伏安乘积就是功 率开关管上所产生的损耗。 不同于线性稳压电源，开关电源更为有效的电压控制方式是 PWM（Pulse Width Modulation）控制方式，就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一 系列脉冲的宽度进行调制，然后通过滤波电路来等效的获得所需要的波形（含 形状和幅值）。而开关电源多为对等幅脉冲进行控制，脉冲的占空比是开关电 源的控制器来调节的。当输入电压被斩成交流方波，其输出幅值就可以通过高 频变压器来升高或降低。通过改变高频变压器的二次绕组个数就可以改变电压 的输出路数。最后这些交流脉冲波形经过整流滤波后就得

17、到所需的直流输出电 压。 开关电源的基本工作工程： 1、交流输入经整流滤波变成直流； 2、控制器输出高频 PWM 信号控制开关管，将直流电压斩波成高频脉冲 电压加到高频变压器初级绕组上； 3、高频变压器次级绕组感应出高频电压，经整流滤波供给负载； 4、反馈环节从一部分输出电压采样得到误差电压，经误差放大后输入到 控制器，控制占空比，以达到稳定输出电压的目的。3 第二章 开关电源的原理 5 2.2 开关电源的组成 图 2-1 所示为开关电源的结构框图： 功率变换 电路 高频 变压器 输出整流滤波 电路 振荡器 脉宽调制 比较器 取样器 基准电压 DC DC 控制电路 前置滤波电路 AC 输入整流

18、电路滤波电路 图 2-1 开关电源的结构框图 AC/DC 转换电路是整流滤波电路。 DC/DC 转换器是开关电源中最重要的组成部分，有以下几种基本类型： buck 型、boost 型、buck-boost 型、正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式 转换器。 因设计需求，本设计在主电路拓扑上采用单端反激式。下面就对这一结构 主电路进行讨论分析。3 2.3 单端反激式拓扑分析 2.3.1 工作原理 图 2-2 为单端反激式变换器拓扑结构： 第二章 开关电源的原理 6 Uin D C R + Uo T . . S L1L2 L1 i L2 i o i 图 2-2 单端反激式变换器拓扑结构 图中变压

19、器的初级绕组与次级绕组同名端相反，为输入直流电压，开 in U 关 S 为功率开关管，C 为输出滤波电容，R 为负载，为初级绕组电流，为 L1 i L2 i 次级绕组电流；和为输出电压和电流，参考方向如图中所示。 o U o i 单端反激式变换器又称电感储能式变换器，其变压器兼有储能、变压、隔 离三重作用。所谓单端，指变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。当功率开 关管 S 导通时，直流输入电压加在初级绕组上，在变压器初级电感线圈中 in U 储存能量，由于次级绕组感应电压为上负下正，使二极管 D 反偏截止，次级绕 组中无电流，此时电能转化为磁能存储在初级电感中。当 S 截止时，初级感应 电压极

20、性反向，使次级绕组感应电压极性反转，二极管 D 导通，储存在变压器 中的能量传递给输出电容 C，同时给负载供电，磁能转化为电能释放出来。当 开关管重新导通时，负载电流由电容 C 来提供，同时变压器初级绕组重新储能， 如此反复。从以上电路分析可以看出，S 导通时，次级绕组无电流；S 截止时， 次级绕组有电流，这就是“反激”的含义。 根据次级绕组放电时间的不同，单端反激式变换器分为 3 种工作模式：不 连续工作模式（DCM）、连续工作模式（CCM）和临界工作模式。 2.3.2 基本关系式 1共同关系式 第二章 开关电源的原理 7 开关管 S 导通期间，流过初级绕组 Np 的电流 线性增长，其增量为

21、 1 i （2-1）DT L U T L U i in on in 11 1 式中 T 为开关周期，D 为占空比。 开关管 S 截止期间，流过次级绕组 Ns 的电流线性减小，设电流减小的 2 i 时间是，则流过 Ns 的电流增量为 t （2-2）t L U i o 2 2 开关管 S 截止期间，Np 上感应电压与电源电压一起加在开关管 S 的 in U DS 级上，DS 级承受的电压为 （2-3） s p oinDS N N UUU 2连续工作模式 如果电流连续，输出电压的表达式为TDTt off )1 ( D D N N U U p s i o 1 （2-4）DT L U D I N N D

22、T L U DU IU I ino p s in oo 11 1 (max)1 212 3断续工作模式 S 导通期间，变压器初级绕组储存的能量，所以电源输入2/ 2 (max)11I LWj 功率为 i P （2-5） 2 (max)11 2 1 IL TT W P j i 如果电流断续，S 导通时起始电流为 0，则，假设电路没有 on i T L U I 1 (max)1 损耗，输入功率应与输出功率相等，设输出负载电阻为，则有 i P o P L R （2-6） L oonin o R U TL TU P 2 1 22 2 第二章 开关电源的原理 8 从而可以得到断续模式输出电压的表达式为

23、（2-7） TL R TUU L onino 1 2 由式（2-7）可知，在断续模式下，输出电压与输入电压和导通时间成正比， 与负载电阻的平方根成正比。因此，断续模式下负载不能开路。4 第三章 系统设计 9 第三章 系统设计 3.1 技术指标 本课题是针对现代电子设备对供电电源的需求，以 220V 市电为能源供应， 经整流滤波、高频变压器、再经过输出整流滤波，得到电子设备所需的5V、 12V、+24V 等电压。本课题设计的电源主电路拓扑采用单端反激式变换器结 构，采用 UC3844 作为 PWM 主控 IC，以实现电压和电流的双闭环控制，从而 提高负载调整率，电压调整率，以达到电子设备对电源电

24、压稳定性的要求，本 电源开关频率设定在 50kHz，同时输出 7 路相互隔离的电压。 技术指标如下： 1输入：AC185250V，50/60Hz 2输出：5V/0.5A（4 路），12V/1A，+24V/1A 3开关频率：50kHz 4效率：大于 80% 5输出文波：最大 100mV（峰峰值） 6输出精度：5V，12V：最大5% 24V：最大10% 7最大占空比：45% 3.2 黑箱设计 1总输出功率：=58W out P 2估算输入功率：=72.5W in P out P 3直流输入电压：=V inl V2185AC262DC =V inh V2250AC354DC 4平均输入电流： 第三章

25、 系统设计 10 a最大平均输入电流：=0.28A maxin I inlin VP b最小平均输入电流：=0.21A minin I inhin VP 5估算峰值电流：=5.5=1.22A pk I inlout VP 6散热：根据 MOSFET 反激式变换器经验方法： 损耗的 35%是由 MOSFET 产生的，损耗的 60%是由整流部分产生 的，5%是由其他部分产生的。 效率 80%时的损耗为 14.5W。 aMOSFET：=6.7W Dmosfet P b整流部分：=0.375W VD P 5 =1.8W VD P 12 =3.6W VD P 24 3.3 开关电源电路图 设计的完整开关

26、电源电路图如下： NTCR FU GND AC1 AC2 VSRC1C2 C5 C3C4 L1 D1 D2 D3 D4 GND +Vo GND 第三章 系统设计 11 +5V GND GND GND GND GND GND -5V -5V +12V -12V +24V +5V +12V+24V C6C7 C15C16 C17C18 C19C20 C21C22 C23C24 C25 C26 R1R2 R3 R8 R9 R10 R11R12R13 D6 D7 D8 D9 D10 D11 D12 D13 TL431 PC817 T +Vo L3 L4 L5 L6 L7 L8 C8 C9 C10 C1

27、1 C12 R4 R5 R6 R7 D14 D15 UC3844 1 2 3 4 5 6 7 8 +12V R14 C27 +5V GND C13C14 D5 L2 R15 R16 图 3-1 本设计开关电源电路图 3.4 关键元器件的选择与设计 3.4.1 控制器芯片 UC3844 UC3844 PWM 控制 IC 是高性能频率固定的电流型 PWM 控制器，它为实 际设计提供了一种电路简单、外围元件少、带负载能力强而又经济的解决方案。 这种控制 IC 的特点是：有一个可微调的振荡器，用来精确地控制占空比；有 第三章 系统设计 12 一个经过高温补偿的基准电压；一个高增益误差放大器和一个电流感

28、应比较器； 一个适用于功率 MOSFET 的图腾柱大电流推挽输出以及过压过流保护功能。 3.4.1.1 UC3844 的内部结构及管脚功能 图 3-2 UC3844 的引脚图 图 3-3 UC3844 的内部结构 该芯片虽然只有 8 个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差 放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第 2 管脚，同 2.5V 基 第三章 系统设计 13 准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环 控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻 Rs 上产生的压降，通过第 3 脚，与误差电压进行比较，调节 PWM 波的占空比。这两个控制回路

29、都是在固 定频率下工作的。 1 脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接 RC 网络对误差放大器 的频率响应进行补偿。 2 脚为电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与 2.5V 的基 准电压进行比较，产生误差电压。 3 脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实 时反馈到控制器，当 3 脚电压等于或高于 1V 时，电流检测比较器输出高电平， 复位 PWM 锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。 4 脚外接定时 RC 网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式 确定。)( 8 . 1 kHz CR f tt 5 脚是地，是控制电路和电源的公共地。 6 脚

30、为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为 1A，能直接驱动功率 MOSFET 的栅极。 7 脚为集成电路的正电源，其开启电压为 16V，关闭阀值为 10V。一旦芯 片开始工作，该芯片就能在 10-16V 之间波动的电源供电条件下正常工作，6V 的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间， 高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给 UC3844，当 7 脚的电压大于 16V 时，芯片立即启动，此时启动电流小于 1mA，此时无输出，6 脚输出正脉冲， 使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给 UC3844 供电，以保持芯片 继续正常工作，此时的工作电流约为 15mA。

31、在第 7 脚设有一个 34V 的齐纳管 稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在 34V 以下，防止高压可能带来的损坏。 第三章 系统设计 14 8 脚为基准电压输出，产生精确的+5V 基准电压，并具有一定的带载能力， 带载能力可达 50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V 输出来判断该 IC 是否正常工作。 UC3844 的最大的优点就是外围元件少，外电路装配简单，且成本低，适 用于 20100W 小功率开关电源的驱动电路设计。 3.4.1.2 UC3844 的特点 UC3844 具有如下特点： (1)电压调整率(抗电压波动能力)非常好 (2)有很好的负载调整率 (3)频响特性好，稳定幅

32、度大 (4)过流限制特性好 (5)具有过压保护和欠压锁定功能。 (6)UC3844 控制的开关电源工作占空比 D50%5 3.4.2 线性光耦合器 PC817 光电耦合器是以光为媒介来传播电信号的器件。通常是把发光器（发光二 极管 LED）和受光器（光敏晶体管）封装在同一管壳内如图 3-4。当输入端加 电信号时，发光器（发光二极管）发出强弱光线，照射在受光器（光敏晶体管） 上，受光器接受强弱不同的光线后导通程度也不同，产生不同强度的电流从输 出端输出，实现了“电-光-电”的转换。 普通光电耦只能传输开关信号，不能传输模拟信号。线性光电耦是一种与 普通光耦不同的新型光电转换器件，它可以传输模拟电

33、压或电流信号，输入信 号的强弱不同，发光器产生相应强弱的光信号，从而使受光器的导通程度也随 光信号强弱的不同而输出的电压或电流强度也随之不同并具有线性的对应关系。 PC817 属于线性光电耦合器，可以传输模拟信号。7 PC817 内部结构如图 3-4 所示： 第三章 系统设计 15 图 3-4 PC817 内部框图 图 3-5 为 PC817 集电极发射极电压 V 与发光二极管正向电流的关系： f I 图 3-5 PC817 集电极发射极电压 V 与发光二极管正向电流关系 f I 3.4.3 可调精密并联稳压器 TL431 本课题所设计的基准电压和反馈电路采用三端稳压器 TL431 构成。在反

34、馈 电路中用 TL431 与输出采样电压进行比较，再通过光电耦合器 PC817 把电压反 馈到 UC3844 的电压反馈端。 TL431 是 2.536V 可调式精密并联稳压器。其价格低廉，可广泛应用于 精密线性稳压电源和单片精密开关电源中。它可以输出 2.536V 连续可调电压， 工作电流范围宽达 0.1100mA，动态电阻典型值为 0.22 欧，输出杂波低。 第三章 系统设计 16 TL431 的电路图形符号和基本接线如图 3-6 所示。 图 3-6 TL431 的电气符号图和等效电路图 图中，A 为阳极，需接地使用；K 为阴极，需经限流电阻接正电源； 是输出电压的设定端，根据 ，外接电阻

35、分压器选择 ref U o U refo URRU)/1 ( 21 不同的和的值可以得到从 2.536V 范围内连续输出电压。需要注意的是， 1 R 2 R 在选择电阻时必须保证阴极电流要大于 1mA，以保证 TL431 正常工作。6 3.4.4 高频变压器的设计 3.4.4.1 高频变压器作用 高频变压器是开关电源的重要组成部件，它不仅是能量转换和传输的主要 器件，而且能够实现输入与输出的电器隔离。其性能的好坏不仅影响变压器本 身的效率和发热量，而且还会对开关电源的整体性能和可靠性产生极大的影响。 因此，全面分析设计变压器的材料、损耗、磁通密度、制造工艺就显得尤为重 要。 当控制 IC 输出

36、一个导通脉冲到 MOSFET 的栅极时，MOSFET 饱和导通， 变压器初级绕组中电流逐渐增加，而此时初级绕组产生的感应电压使输出回路 的整流二极管截止，次级绕组中无电流，能量以磁能的形式存储在初级绕组中。 当截止脉冲到来时，根据楞次定律，次级产生与之前方向相反的感应电压，使 整流二极管立即导通，次级线圈产生的感应电压向输出滤波电容充电，即把能 量从初级绕组传递到次级的输出电容中，并给负载供电。变压器周而复始的经 历上述能量的存储转换过程，从而实现了能量的传输。 第三章 系统设计 17 3.4.4.2 高频变压器的设计 1、选择变压器的磁芯及材料 用于开关电源的高频变压器磁芯都是铁磁合金，实际

37、应用的磁芯材料有铁 氧体、超微晶合金等。选择磁芯时最重要的考虑因素是在工作频率点处的损耗 和磁密，因此正确的选择高频变压器磁芯，对变压器性能发挥至关重要。考虑 到价格的因素，本设计选用国产 NCDLPZ 材料的铁氧体磁芯。 确定磁芯规格可以根据制造厂提供的图表，按输出功率来选择磁芯，例如 下表： 输出功率/WMPP 环形磁芯直径/（in/mm)E-E、E-L 等磁芯(每边)/(in/mm) 50.65(16)0.5(11) 250.80(20)1.1(30) 501.1(30)1.4(35) 1001.5(38)1.8(47) 2502.0(51)2.4(60) 表 3-1 输出功率与大致的磁

38、芯尺寸的关系 58W 可选用每边约 35mm 的 EE35/35/10 材料为 PC30 磁芯，磁芯有效截面 积=100，=188， 磁芯重量 W=40.6g。91011 e A 2 mm cw A 2 mm 1.计算初级临界电感 （3-1）mHkfIDVL pkinlp 93 . 1 5022 . 1 45 . 0 262 maxmin 2.计算磁芯气隙 （3-2）mm BA IL L e pkp gap 74 . 0 20001 1022 . 1 1019304 . 0 104 . 0 2 86 max 2 8 min 其中，为磁芯有效截面积，单位 e A 2 cm 为最大工作磁通密度，单

39、位 G max B 第三章 系统设计 18 为最小初级电感，单位 H minp L 3.计算一次绕组最大匝数 maxp N 查表可知，EE35/35/10 磁芯的=120nH/N2 l A （3-3）匝12910120101930 6-3- minmax lpp ALN 为方便次级绕组设计，本设计取=111 砸 p N 4.计算二次主绕组匝数 V5s N VD 采用肖特基二极管，典型值为 0.6V DC5V 绕组：=2.9 取 3 匝 （3-4） V5s N maxinl maxDv5p DV D-1VVN 5.计算其他次级绕组匝数 VsDVDnon NVVVVN 55s DC12V 绕组：6

40、.75 取 7 匝 V12s N DC+24V 绕组：13.2 取 13 匝 V24s N 6.检测输出电压误差%100)( snsnsnsnsnsn VVNNVV DC5V：=3.4% Vs V 5 DC12V：=3.7% Vs V 12 DC+24V：=-1.5% Vs V 24 电压误差均符合设计要求 7.计算和选取绕组导线规格 （3-5） 1.13() n wn I dmm J 第三章 系统设计 19 式中： 为相应绕组直径，单位为； wn dmm 为相应绕组额定电流，单位为 A； n I 为电流密度，单位为 A/，AWG 标准 J=1.98A/；J 2 mm 2 mm 初级绕组最大电

41、流有效值为： A （3-6）47 . 0 345 . 0 22 . 1 3 maxmax DII pp 初级绕组线径：=0.55mm98. 147 . 0 13 . 1 p d DC5V 绕组：=0.568mm 98 . 1 5 . 013 . 1 5 V d DC12V 绕组：=0.803mm 98 . 1 113 . 1 12 V d DC+24V 绕组：= 0.803mm98 . 1 113 . 1 24 V d 初级绕组：#23 AWG，单股 DC5V 绕组：#23AWG，2 股 DC12V 和 DC+24V 绕组：#22AWG，2 股 3.4.5 输出级的设计 由于本课题设计的是离线

42、式开关电源，并且考虑成本原因，采用无源输出 级。无源输出级就是基于传统的无源半导体器件设计的。它在电源效率为 72%84%之间是可以接受的。 输出整流电路原理图如图所示 +5V GND C13C14 D5 L2 图 3-7 输出整流电路 第三章 系统设计 20 输出整流管宜采用正向压降小的肖特基二极管，这样可以减少损耗，其反 向恢复时间短，不仅可以降低损耗，并且可以减小噪声干扰。对电源效率的提 高也是很有帮助的。 对于反激式拓扑结构： outinhpsr VVNNV DC5V：=15V ，采用 2GWJ42 VoinhpVsVr VVNNV 555 DC12V：=35V，采用 2GWJ42 V

43、oinhpVsVr VVNNV 121212 DC+24V：=66V，采用 HRP34 VoinhpVsVr VVNNV 242424 第一级滤波电容的选择由下式确定： （3- )( min out )1 ( C pkpk out fV DI 7） 其中： 是输出端的额定电流，单位为 A； out I 是在高输入电压和轻载下所估计的最小占空比（估计值为 0.3 min D 是比较合适的）； 是最大的输出电压纹波峰峰值，单位为 mV。 )(pkpk V DC5V： 这里取 100 F mVkHz 70 10050 3 . 01A5 . 0 C13 ）（ F DC12V+24V ： 这里取 220

44、 F mVkHz C140 10050 3 . 01A1 C 1715 ）（ F 第二级经 LC 滤波使不满足文波要求的电压再次滤波。通常滤波电感可以 选择 0.3H，输出滤波电容器不仅要考虑输出纹波电压是否可以满足要求，还 要考虑抑制负载电流的变化，在这里可以选择 100F。16 3.4.6 功率 MOSFET 及其驱动电路设计 功率 MOSFET 的主要作用是将直流输入电压斩波成 PWM 电压。为了完成 此功能，功率 MOSFET 需要工作在导通与截止状态，这样可降低功率器件损耗。 第三章 系统设计 21 3.4.6.1 功率 MOSFET 的选择 忽略变压器漏感尖峰电压，功率 MOSFE

45、T 的最小电压应力为： （3VVVVVNNVVV inspDoDS 564354 13 111 6 . 024/ (max)max(min) -8） 考虑到变压器漏感产生的尖峰电压，并留有裕量，取 VDSS 为 800V 或者 1000V 的管子，本设计中 Ipk=1.22A 选用 800V/1.8A IRFBE20。 3.4.6.2 功率 MOSFET 控制电路及其参数选择 C8 C9 C10 C11 C12 R4 R5 R6 R7 D14 D15 UC3844 1 2 3 4 5 6 7 8 +12V 反馈 变压器初 级绕组 R14 C27 R3 图 3-8 控制电路及 MOSFET 电路

46、图 UC3844 的 8 脚的+5V 基准电压经过给充电，再经过芯片内部 14 R 27 C 27 C 电路放电，于是在第 4 脚就得到锯齿波电压，其频率为开关频率 ，取=则。kHz CR f50 8 . 1 2714 14 Rk10FC0036 . 0 27 、构成补偿网络，用于改善误差放大器的频率特性。 7 R 14 C 第三章 系统设计 22 为 MOSFET 的栅极驱动电阻，一般取 1020，这里选用 15。14 6 R 3.4.7 电压反馈电路设计 3.4.7.1 电路图及原理 考虑到控制器的安全性，一般都采用光耦隔离反馈电压。为了减小光耦合 器的漂移，二次侧需要一个误差放大器，本设

47、计采用 TL431 构成误差放大器。 对于多路输出的电源来讲，输出端的交叉调整性能是个不可忽视的问题。 若只对一路输出进行反馈，则当未检测输出端负载变化时，被检测的输出端电 压波动很小，但未检测的输出端电压的变化并不能完全通过变压器耦合到反馈 端，因此不能对其有效调节，导致其他输出端电压波动较大。 多路输出检测通常是把上臂检测电阻用多个并联电阻代替，分别接到不同 的输出端。每个输出端被检测的电流百分比，即表示了该输出端被调节的程度。 +5V +12V+24V R8 R9 R10 R11R12R13 TL431 PC817 UC3844 8脚 UC3844 2脚 R16 R15 图 3-9 电压

48、反馈电路 3.4.7.2 元器件参数选择 第三章 系统设计 23 由于本设计对5V 电压要求较高，所以5V 输出端被检测电流占 60%，12V 和 24V 各占 20%。取 R10 为 1%精度的电阻，其值为 2.49，则实k 际检测电流为 Is=2.5V/2.49=1.004mA。k 则取 4.12 （3-9）kmAVVR15 . 4 6 . 0004 . 1 5 . 25 11 k 取 47.5 （3-10）kmAVVR31.472 . 0004 . 1 5 . 212 12 k 取 107 （3-11）kmAVVR07.1072 . 0004 . 1 5 . 224 13 k 取=470，TL431 的=20mA，PC817 的=3mA，则上的压降为 8 R ka I f I 8 R （3-VARIV fR 41 . 1 470003 . 0 88 12） 由 PC817 芯片资料可知，其发光二极管的正向导通压降典型值为 f V 1.2V，则上的压降，又知流过的电流 9 RVVVVVV fRR 61 . 2 2 . 141 . 1 89