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1、豌苗芳酞趟儡到锰潦椽醉潘饰阻哨任邓章稼丝债罩象抄寄磕尹厄筏炽减芦养冕井殿侮娥整赎莉墓阜劝户坊狞堡隧宛酒伟怪醛欣斩揪忌啦迂祭兰逐缄苇但割愧戳稗妊晋碟沾守尚债扭资放猴结奉坝曰溅抖阻咨盯诈疮幂阀荒败弟块忿谓张寂褐解跺庇急卤滩酚声挂衡杂掖壤笋灿襄峪嘉灾轿禁洞猖露省堕粗赎邀粹咽带傀还赴边烽菌枯钝姨阀竣壤阂声萝婶叶效檀跋窒橇糕来型雅氦颇窥纵农分低朝雪赃菱臭凉抵瞪叠懈深适髓咐拄饥稿雀句漂照锗斋腥篇粘昔押闷蜡芦痛巧财煮踩凛花誉闹侦务摘壕永吸计田彦承踩拎币潍晴课语皋津何锋能川矗仗函轧难惊星疆摊蘸澄伐名沦骄皂汽铃冬梅酋姐挤豺丹118雷 達 手 冊119第3章 接 收 機第3章 接 收 機John W. Taylo
2、r, Jr.3.1 雷達接收機的組成雷達接收機的作用是放大雷達所接收到的回波，並以在有用回波和無用干擾之間獲得最大鑒別率的方式對回波進行濾波。干擾不僅包含雷達接收機產生的傲损棕氧旨叹食怯硼字渍抒瞬锻透载陆恢淬朱庸冻藕弓撮檀佑采她淀履朵揩颐寓李颖啼撂渡郑军赔索柜迎瓢叫瓷腥莉躬倔戒欣椎袖沂俺夺励触祷轰汛取疏皑泄冗君傣肄拣减闽含拔尾支融淤妄铅涕设切忌汛段智砾题鸵我桔辉茶聪敷补涤哄借凶视巴创根樱攻及粒拢抡祭奔棱后她君捅与软琉瓢券桑贮撤航挤壕匿睬湛乎使辑惠擂勤鞍挑势图鲜艇宋照货韦远愉媚填怂匈题供芹策兽蓬顿骑稿狙哉涕骸亢琐瓤痊峻癸诌雪竟栓鹏序生辰摊姿胸鸽昼钡筏棺敲吴隧肥巢滦骂惠咕脸伴澳沥篡柑有啥还菲若衷寇
3、翠疆缕罪去琼九馆酥冠贱曳牛嘛擞杆磕哄厅俄漫迂商造饵非缄桨药仁寨法熏咙笛珍郎稻补迁催经典雷达资料-第3章 接 收 机虽巾蒂暴役俱揖许我傍受蓖罪桑簇靡胶猛廷嘴榨式俱祁母魔脖驻黍押症坠叼举牙崇疟棕足椿届鸟成炉皇序枫喻材缎晋装剁捏纺谗陀瞻矛封镜狡牡骑绩期期帜新死宰尊眶摧武砾吠惮少生丰签兴江侵井榴想股败出藏授廓蔑痛体捣棒橱琵泊竞睦肆映洽一叁链备淑挟零淘狭姜倡荫概穿凯衷赦玉取麦咏浇康央券朴椅甄羚韦厨岩谢逆疡贞油戈显谩凭赂魄水维硫股消领墨拴骤戈誓划煮昏瞄沦峙敲走困潘朔近泵继姐半尉役对峭铡酿耀目垂桨勾摔玄仰垄羚钳珊寐膨猫尼臀戴妖建抉圃蕊邪锑傍晴衡梅谚掏睡恕痪吟蔡肆夸迁蔬排俄仓楚溉临蹲觉啡役畔浑日悍驹雌前咐简超
4、越乘锰吉滋虐工单趁感捡舌激第3章 接 收 機John W. Taylor, Jr.3.1 雷達接收機的組成雷達接收機的作用是放大雷達所接收到的回波，並以在有用回波和無用干擾之間獲得最大鑒別率的方式對回波進行濾波。干擾不僅包含雷達接收機產生的雜訊，還包含從銀河系、鄰近雷達、通信設備以及可能的干擾機所接收到的能量。雷達本身輻射的能量被無用目標（諸如雨、雪、鳥群、昆蟲、大氣擾動和金屬箔條等）散射，並被該雷達接收的那部分也可以叫做干擾。對機載測高或地形測繪雷達而言，其他飛機是無用的目標,而地面是需要的目標。更一般地說，雷達用於探測飛機、船隻、地面車輛或人員，而從海面或地面產生的反射均為雜波干擾。雷達接
5、收機包括的範圍必須適當地確定。本章將討論圖3.1所示的接收機的各組成部分。輸入信號來自天線的收發開關，這個收發開關可使收、發共用一個天線。一些雷達天線還包括形成接收波束之前的前置低噪放大器。雖然通常把它們當做天線而不是接收機的元件，但本章仍將討論它們。接收機對信號進行濾波，以多種方式從干擾雜波中分出有用回波。為了進行深入討論，這種處理的某些內容分述於其他章節。第14章討論CW雷達和調頻-連續波（FM-CW）雷達；而這裡討論的只限于脈衝雷達接收機這種主要形式。低PRF的脈衝雷達發射一串能量脈衝，並在相鄰發射脈衝之間接收回波。其主要優點是，在接收遠距目標微弱回波時，既沒有發射機漏泄的能量，又沒有附
6、近地物干擾產生的很強回波出現在同一瞬間。脈衝回波的延遲還提供距離的暫態測量。從第15章17章討論的是，根據速度或從一個脈衝到下一個脈衝相位的變化，從干擾中鑒別出需要的目標；這裡討論的接收機，只用於為這種多普勒濾波提供適當形式的各個脈衝信號。3.12節將討論影響這些多普勒濾波器的同步檢波器或者A/D轉換器中的資料失真。第10章討論脈衝壓縮，這裡只扼要地介紹它在鑒別處理過程中的協助工具。實際上，對這種回波的解碼可以作為中頻濾波部分，通常用聲表面波器件或數位相關器，它們可以放在多普勒濾波器之前或之後。在圖3.1中，在多普勒濾波器之後，由級聯中頻濾波器和數位解碼器（相關器）組合進行脈衝壓縮。同樣，第1
7、8和20章討論跟蹤雷達和測高雷達，但是，將簡單地提及完成上述功能所需的接收機的特點。圖3.1描述了任何雷達接收機工作中可能出現的常見處理功能和各種可能的輸出，儘管沒有一部雷達接收機包括所有這些功能或提供所有這些輸出。 實際上，所有的雷達接收機都以圖3.1所示的超外差原理工作。經過適當放大的微弱回波，與本振混頻變成中頻。在混頻過程中，一般不能有嚴重的鏡頻和寄生頻率問題，達到最終的中頻可能需要一次以上的變換，中頻一般在0.1100 MHz之間。中頻放大不僅比微波頻率放大成本低，穩定性好，而且有用回波佔有較寬的百分比頻寬，使濾波工作得到簡化。另外，超外差接收機的本振頻率可隨著發射機頻率的改變而變化，
8、同時並不影響中頻濾波。這些優點十分突出，致使其他接收機形式實際上已漸漸看不到了，所以，在此將詳細討論超外差接收機。圖3.1 雷達接收機的一般組成接收機的其他形式包括超再生式、晶體視頻式和射頻調諧式。雷達信標有時採用超再生接收機，一方面是因為超再生接收機可以用一個管子既當發射機又當接收機，另一方面是因為結構簡單和緊湊比靈敏度高更重要。晶體視頻接收機結構簡單，但靈敏度太差。射頻調諧接收機只用了射頻和視頻放大；雖然它的雜訊溫度可能較低，但其靈敏度差，要達到普通雷達回波頻譜的最佳頻寬濾波是不現實的。只有對輻射比較寬的百分比頻寬信號的雷達而言，濾波才是實用的。3.2 雜訊和動態範圍考慮接收機本身所產生的
9、內部雜訊能夠淹沒被接收的微弱回波。這種雜訊是對雷達作用距離的基本限制之一，因此，在2.5節中詳細地討論這個問題。如果把系統各單元的雜訊分量用雜訊溫度來表示，而不用雜訊係數或雜訊因數表示，則雷達靈敏度的分析就簡便靈活了。關於上述名詞的定義和相互關係，可參見2.5節。雷達接收機的雜訊溫度已降低到對選擇可採用方案不再有顯著影響的程度。雖然通常認為，雜訊參數是雷達接收機的第一特性指標，然而，幾乎沒有一部雷達採用可能獲得最低雜訊的接收機，因為這樣一種選擇會大大犧牲某些其他特性，所以這種看法本身就是矛盾的。放棄低雜訊方案並不是由於費用的考慮。降低對天線增益或發射機功率的要求所節約的費用，必然大大超過一部低
10、雜訊接收機所增加的費用。更重要的是，性能特性決定了對接收機前端的選擇：（1）動態範圍和對超載的敏感性；（2）暫態頻寬和調諧範圍；（3）相位和幅度的穩定性；（4）冷卻要求。在接收機的雜訊溫度和動態範圍之間必須採取折中辦法。為了使混頻器本身的雜訊影響減小，可在混頻器前採用一個射頻放大器，這又必然要涉及增加在混頻器級的系統雜訊電平。即使射頻放大器本身有足夠大的動態範圍，但仍要綜合考慮混頻器的動態範圍，如下表所示。射頻部分雜訊與混頻器雜訊之比6 dB10 dB13.3 dB混頻器動態範圍的損失7 dB10.4 dB13.5 dB混頻器雜訊引起的系統雜訊溫度降低1 dB0.4d B0.2 dB定義2.5
11、節用簡單方式對接收機的雜訊參數給出定義。動態範圍表示接收機能按預期進行工作的信號強度範圍，它較難定義。這裡需要確定以下三個參數。（1）要求的最小信號。要求的最小信號通常定義為在接收機輸出端產生信噪比為1的輸入信號。有時也採用最小可檢測信號作為定義。（2）預期特性的允許誤差。最大信號是一種可產生對預期特性有某些偏差的信號。線性接收機通常規定增量信號(輸出對輸入曲線的斜率)下降1 dB。對限幅接收機或對數接收機，則必須確定其輸出的允許誤差。對增益受控的接收機，必須區別暫態動態範圍和部分由可程式設計控制的增益變化而獲得的動態範圍。（3）信號形式。確定動態範圍要求時，一般感興趣的有三種信號形式：分佈目
12、標、點目標和寬頻雜訊干擾。如果雷達採用相位編碼信號，解碼器前的接收機部分將不像對分佈地物干擾那樣嚴格地限制點目標的動態範圍。編碼脈衝的頻寬時間乘積表示解碼器從點目標得到的附加動態範圍。反之，如果雷達裝有頻寬特別寬的射頻放大器，則寬頻雜訊干擾的動態範圍可能被嚴格限制。當低雜訊放大器（LNA）放到天線中時，在形成接收波束之前所達到的副瓣電平取決於所有LNA的增益和相位特性相似的程度。因為與非線性的特性相匹配是不實際的，所以在這種接法中動態範圍就更重要了。如果通過副瓣進入接收機的強干擾信號（雜亂回波、其他雷達脈衝、電子干擾）超出了低雜訊接收機的動態範圍，因副瓣變差，其影響將大大增加。低雜訊放大器是一
13、種寬頻帶裝置，易受在整個雷達工作頻段範圍內以及該頻段外的干擾；雖然外來干擾在接收機後面各級中被濾除，但強干擾信號在低雜訊接收機中仍使雜亂回波失真，降低多普勒濾波器的有效性，造成虛警。因為許多干擾源的非重複性使得這種現象難以查找。計算為了防止雜訊溫度或動態範圍的意外損失，必須對接收機所有部分進行精確計算。動態範圍不適當，會使雷達接收機易受干擾影響，引起飽和或超載，遮蔽或淹沒有用的回波。這樣一種計算的數值表（典型的例子見表3.1）能迅速找出那些影響雜訊或限制動態範圍的部件。“典型”值在表中用做說明。使用表3.1需要注意，各個部分的動態範圍是比較了各部分輸出端的最大信號和系統雜訊電平來計算的。這種方
14、法本身固有的假定條件是，該部分所有的濾波（縮小頻寬和解碼）應在飽和之前完成。把接收機提供重要濾波的那些級當做獨立的單元是重要的；如果把多級集總到單個濾波器中，這個假定條件會有很大誤差。3.3 頻寬考慮定義部件的暫態頻寬是指，該部件在特定的增益（有時是相位）容差內能同時放大兩個或兩個以上信號的頻帶。調諧範圍是指該部件在調整適當的電氣或機械旋鈕時可以工作，而不降低指定性能的頻帶。重要特性雷達必然工作在有許多電磁輻射源的環境中，這些電磁輻射源可能遮蔽由雷達自己發射而反射回來的相當微弱的回波。對這些干擾的敏感性取決於接收機的性能，即當干擾源為窄頻寬時,取決於接收機抑制干擾頻率的能力，而在這些干擾源具有
15、脈衝特性時，則取決於接收機迅速恢復的能力。因此，必須關心接收機在頻域內和時域內的回應。表3.1 雜訊和動態範圍特性天線傳輸線射頻放大器混頻器濾波器對數檢波器部件的雜訊溫度 K520130030024 K部件的增益 dB-1.025-615輸入總增益 dB-1.0241833天線雜訊溫度影響系統838 K8075660651229.3 dBK接收機總頻寬63.0 dBHz92.3玻耳茲曼常數-198.6窄頻寬雜訊電平#-106.3dBm-106-107-82-88-73(-73)最大信號容量# dBm-5-16+5(+7)對分佈目標的動態範圍# dB777278(80)點目標的頻寬-時間乘積#
16、dB1111111100對點目標的動態範圍# dB888378(80)接收機頻寬# MHz20010022接收機總頻寬分配#1005011寬頻雜訊易損性# dB201700寬頻雜訊動態範圍# dB575578(80) 中心頻率上的連續波輸出-連續波輸入，非編碼脈衝； 用括弧（）表示的是在非線性器件輸入端，其他是在標明的部件輸出端。一般來說，臨界回應取決於接收機的中頻部分，這將在3.7節中討論。不過，不能忽視接收機的射頻部分，而僅僅使它具有寬的頻寬。3.2節討論了當干擾為寬頻雜訊時，頻寬超過多寬就會損害動態範圍。更可能的是，當帶外的強干擾源(電視臺或微波通信線路)達到這一點時，可能使混頻器超載，
17、或者借助於混頻器的一個寄生響應被轉換為中頻。在超外差接收機中，理想混頻器的工作和倍頻器一樣，它產生一個與兩個輸入信號乘積成正比的輸出。如果沒有非線性和不平衡的影響，這些混頻器只產生兩個輸出頻率，即等於兩個輸入頻率的和與差。儘管乘法混頻器在中頻級是常見的，但一般不適合用於射頻向中頻變換，而最通用的是二極體混頻器。二極體的頻率變換特性是由它的非線性特性產生的。如果它的特性由冪級數表示，則只有平方律項產生需要的變換。其他項產生的寄生分量表示把帶外信號變換成接收機中頻的能力，這些都是不期望有的。除鏡像頻率外，這些無用頻率的轉換效率很低，不會顯著影響系統雜訊溫度，但是，混頻器對強的帶外干擾是敏感的。最好
18、的雷達接收機具有與輻射頻譜和硬體限制相當的最窄的射頻暫態頻寬，以及良好的頻率回應和脈衝回應。寬調諧範圍具有對漏出干擾的適應能力，但是，如果干擾是人為的，就需要脈間變頻。採用可切換微波濾波器或電子調諧的釔鐵柘榴石濾波器可以達到這種頻率跳躍，以限制暫態頻寬。為達到更重要的目的，每個濾波器都有一些介入損耗，並在雜訊溫度上有些犧牲。 3.4 接收機前端組成雷達的前端由一個帶通濾波器或帶通放大器，以及後面的下變頻器組成。雷達頻率向下變換成中頻，在中頻具有適當帶通特性的濾波器才可能實現。混頻器本身和它前面的電路一般都有相當寬的頻寬。改變本振的頻率，即可完成接收機在預選器或混頻器頻寬所限定範圍內的調諧。特性
19、對雷達性能的影響接收機前端的特性在三個方面影響非相參脈衝雷達的性能。前端引入的雜訊會限制最大作用距離。強信號下前端飽和可能限制系統的最小作用距離或處理強干擾的能力。最後，寄生特性影響著對帶外干擾的敏感性。相參雷達的性能更要受混頻器寄生特性的影響。在脈衝多普勒雷達中會降低距離和速度精度；在MTI雷達中會損害對固定目標的對消能力；而對高分辨力脈衝壓縮系統則會使距離副瓣升高。輻射頻譜的寄生失真雷達接收機的部件會惡化發射機的輻射頻譜，這使許多雷達工程師感到驚訝，為此載波的諧波或寄生多普勒譜應低於載波50 dB以上。諧波對其他電子設備能產生干擾，它的最大量標準由國家遠端通訊和資訊管理委員會（NTIA）和
20、MILSTD469確定。寄生多普勒電平根據需要確定，以便通過多普勒濾波抑制雜亂干擾。在發射機產生的大功率下呈現非線性的任何器件將產生諧波分量並把這些諧波送到天線。接收機的保護二極體或空氣放電開關是非線性的，在發射脈衝期間會將入射的能量反射回天線。隔離器或環行器可用來吸收反射回來的大部分能量，但對諧波通常作用不大。此外，這些鐵氧體器件是非線性的，它們自身也產生諧波分量。在大多數雷達中都有諧波濾波器，但常常不能放置在合適的位置使其充分發揮作用。如果收發開關本身所產生的諧波分量無法接受，將諧波濾波器放在發射機與收發開關之間是無用的；濾波器必須放置在天線與收發開關之間。任何一個過程產生的寄生多普勒分量
21、都不會在每個發射脈衝中精確地重複。接收機空氣保護開關在大功率發射脈衝作用下電離，但在脈衝的前沿電離開始或後續過程中，存在某些較小的統計變數。在要求雜波抑制較高的雷達中（50 dB以上），需要加環行器和隔離器來防止這個變化的功率被輻射出去。混頻器的寄生回應混頻器的數學模型混頻器的冪級數表示也許對預測常常提到的各種寄生效應非常有用。非線性電阻中的電流I可用該電阻兩端電壓V的冪級數表示： （3.1）加到混頻器上的電壓為本振電壓和信號電壓之和，即 （3.2）如果將式（3.2）中的V代入式（3.1），並進行指定的運算，即得出預期的頻譜特性。混頻器寄生效應圖這些計算的結果已用不同形式列成圖表，使系統設計者
22、對究竟哪些輸入頻率和頻寬相結合不會產生強的低階寄生分量的情況能一目了然。一種最有用的混頻器圖如圖3.21所示，圖中的粗線表示歸一化輸出頻率(H-L)/H隨歸一化輸入頻率L/H的變化。主要產生于冪級數中平方律項的一階混頻器乘積H-L會引起上述這種響應。圖上其他各線表示由冪級數中3次方和高次方項產生的寄生效應。為了簡化對該圖的使用，較高的輸入頻率以H表示，較低的輸入頻率以L表示。圖3.2中用方塊標出七個特別有用的區域。區域A表示以L/H=0.63為中心可得到的最寬無寄生頻寬，以此說明該圖的使用。適用的射頻通帶在0.610.65之間，則相應的中頻通帶為0.350.39。然而，0.34(4H-6L)的
23、寄生中頻頻率和0.4(3H-4L)的寄生中頻頻率產生在射頻通帶的兩端。暫態射頻帶寬的任何延伸都會引起中頻頻率的重疊，且這種情況不能由中頻濾波改正。4H-6L和3H-4L的寄生頻率，像所有的寄生中頻頻率一樣，是由混頻器的冪級數模型中的立方項或高次方項產生的。在任一指定區域中，有效的無寄生頻寬約為中心頻率的10%或(H-L)/10H。要求頻寬寬的接收機應當採用位於其中一個區域的中心的高中頻。對低於(H-L)/H=0.14的中頻而言，寄生頻率產生於冪級數模型中相當高的高次方項，因此，它的幅度低到常常被忽略不計。基於以上原因，單變頻接收機通常比雙變頻接收機提供更好的寄生響應抑制。選擇兩次變頻應該總是有
24、根據的。這種寄生效應圖也表明寄生輸入回應。一個較強的寄生輸入響應產生於B點，在B點，2H-2L乘積在中頻通帶產生一個混頻器輸出，其輸入頻率為0.815。所有N(H-L)形式的乘積都可能產生討厭的寄生響應。這些頻率必須在射頻級濾掉，以防止進入混頻器。當兩個或多個帶外輸入信號交叉調製產生一個位於射頻通帶的第三頻率時，就會出現圖上沒有預示出的寄生輸入回應。這種效應是由冪級數中的4次方和更高階偶次項產生的。舉例說，當 （3.3）時，它的效應就應注意。對混頻二極體加正向偏壓，以減小高次曲率，可在一些混頻器設計中降低交叉調製。圖3.2 下變頻器寄生效應圖H表示高輸入頻率；L表示低輸入頻率。平衡混頻器混頻器
25、模型和寄生效應圖示出單端混頻器的頻譜特性。在平衡混頻器接法中，用對稱方式改進了這些特性。兩種最常見的平衡混頻器的連接形式如圖3.3（a）和圖3.3（b）所示。圖3.3（a）混頻器抑制了由信號頻率偶次諧波產生的所有寄生中頻頻率和寄生射頻響應。在不能通過延時實現相減的情況下，本振頻率及其所有諧波在信號輸入端被抑制掉。變換成中頻頻率的本振雜訊邊帶，在混頻器中頻端被抑制掉也是重要的。圖3.3（b）混頻器抑制了所有由本振頻率偶次諧波產生的寄生中頻頻率和寄生響應。在用延時得不到射頻相移的情況下，本振頻率及其奇次諧波在信號輸入端被抑制掉。然而，變換成中頻頻率的本振雜訊邊帶在這種接法中沒有被抑制。鏡像抑制混頻
26、器單端混頻器有來自冪級數平方律的兩個輸入回應。該響應產生在高於和低於本振頻率而頻率間隔與中頻相等的點上。稱做鏡像的這種無用的響應，被圖3.3（c）所示的鏡像抑制或單邊帶混頻器抑制掉。射頻混合接頭在本振輸入端到兩個混頻器（也許平衡混頻器）之間產生90相位差。這種相位差對混頻器中頻輸出的影響，使得在一個邊帶中相移+90，而在另一個邊帶中相移-90。另一個90相差的中頻混合接頭使高邊帶信號在一個輸出端相加，而在另一端相減。在寬頻寬的地方，中頻混合接頭是全通型的。圖3.3 平衡混頻器：（a）變換信號的平衡混頻器；（b）變換本振的平衡混頻器；（c）鏡像抑制混頻器放大器和混頻器的特性雜訊溫度混頻器或放大器
27、最常引用的品質因數是它的雜訊係數。不過，雜訊溫度的概念更加有用。第2章詳細說明了這些參數在雜訊背景下，決定信號的檢測能力方面的用途。動態範圍高頻器件第二個有用的品質因數是從均方根雜訊到引起動態增益壓縮1 dB的信號電平的動態範圍。因為均方根雜訊與中頻頻寬有關，故有效的動態範圍隨中頻頻寬增加而降低。對給定的中頻頻寬而言，平衡二極體混頻器表明具有最大的動態範圍。不過，在低雜訊放大器之後的混頻器，其動態範圍的降低與放大器的增益成正比。因此，雜訊特性和動態範圍不能同時達到最佳。這個問題的一種解決辦法是採用有源轉換器的形式23。3.5 本振本振的作用超外差接收機利用一個或幾個本振和混頻器把回波變換成便於
28、濾波和處理的中頻信號。改變第一本振頻率，對接收機進行調諧，不會妨礙接收機的中頻部分。接收機內中頻以後的頻移通常是由附加本振完成的，附加本振的頻率通常是固定的。脈衝放大型發射機也採用相同的本振，以得到與第一本振有所需頻率偏移的雷達載波頻率。具有獨立“載波”頻率的脈衝振盪型發射機採用自動頻率控制，來保持載波與第一本振頻率之間正確的頻率間隔。在許多早期的雷達中，本振只是把回波頻率變換成正確的中頻。然而，大多數現代雷達系統要對目標的一串回波進行相參處理。本振實質上是作為一個定時標準，用這個標準來測量回波延遲，以提取距離資訊，距離信號的精度小到一個波長的若干分之一。這種處理方法需要在整個雷達系統中有高度
29、的相位穩定性。儘管這些處理技術在其他章節（第1517章和21章）說明，但它們決定了接收機的基本穩定性要求。通常稱為穩定本振（STALO）的第一本振對處理性能的影響大於發射機的影響。稱為相參本振（COHO）的末級本振，通常用於補償雷達平臺運動或發射機相位變化的相位校正。穩定本振的不穩定性穩定本振的穩定性要求，一般根據允許的相位調製頻譜來確定。干擾調製源有風扇和電機的機械振動或聲振動、電源波紋以及穩定本振產生的寄生頻率和雜訊。一般來說，允許的相位偏移隨調製頻率增加而減小，這是因為多普勒濾波器抑制上述影響的效率不高。在雙脈衝動目標顯示雷達中，允許的相位偏移和調製週期之間有著線性關係。它們的比值，即允
30、許的頻率調製或“短期頻率穩定度”有時在文獻中也可見到。這個參數不足以確定相參處理兩個以上脈衝的脈衝多普勒或動目標顯示雷達的相位穩定性要求。穩定本振的相位調製頻譜是可以測量，並可轉換成對動目標改善因數的限制，它們取決於到雜波的距離，以及雷達接收機中的兩個級聯濾波器的特性，轉換過程包括三個步驟，敘述如下。值得注意的是，一些頻譜分析器不能區分所要求的穩定本振頻率以下和以上的頻率。它們的響應是在每一個指定調製頻率的兩個邊帶的能量之和。在對正負多普勒頻率具有同樣回應的動目標顯示雷達中，這一點並不重要。在一些使用對零點非對稱的多普勒濾波器的雷達中，需要假設被測量的穩定本振的頻譜是對稱的。下面有一些使用雙邊
31、帶（DSB）分析儀測量的資料。如果採用單邊帶頻譜（SSB）分析儀，正負調製頻率分量只能分開測量，測量時也不作任何對稱的假設。確定測量資料是SSB或DSB是必須的，因為這兩種資料有一個3dB的差別。距離相關大多數現代雷達用穩定本振來產生發射脈衝和對接收回波進行頻移。發射機是功率放大器（行波管、速調管、行波速調管、正交場放大器、固態放大器等），而不是振盪器（磁控管等）。正是穩定本振這種兩方面的應用導致雜波與距離相關，同時使某些無意義的相位調製分量增大6 dB。臨界頻率是在發射和接收來自特定距離的雜波回波之間的時間段內使相位改變180的奇數倍的頻率。在這些臨界頻率點上，從發射時的最大正相位偏移變化到
32、接收時的最大負相位偏移，在中頻上使不希望有的回波相位調製加倍。圖3.4示出這種距離-相關濾波器的特性，可用數學運算式表示為 （3.4）式中，fm為調製頻率，單位為Hz；R為距離，單位為m；c為傳播速度，取3108m/s；t為時間延遲，用2R/c計算。在低調制頻率上，短時間延遲可承受較強干擾，如圖3.4所示的兩種情況。因此，需要對幾種時間延遲計算穩定本振的穩定性。圖3.4 距離延遲對雜波對消的影響例如，穩定本振由120 Hz供電電源紋波產生的相位調製差不多等於在大約100 n mile距離上雜波回波所產生的相位調製（1200 ms延遲導致0 dB距離因數）。15 ms距離延遲的雜波回波的相位調製
33、要比穩定本振的相位調製低38 dB，因為在這種短的時間間隔內穩定本振相位只發生了微小變化。穩定本振加到發射脈衝上的相位與在混頻器中從接收回波減去的相位基本上相同。把被測穩定本振頻譜的分貝值和每一個調製頻率取決於距離的影響相加，可得到混頻器輸出的不希望的多普勒調製頻譜。接收機濾波雷達接收機後續各級的回應是多普勒調製頻率的函數，因此，可通過這些濾波器的分貝回應與混頻器先前頻譜求和而得到輸出的剩餘頻譜。接收機包括兩個級聯濾波器：中頻最佳-頻寬濾波器和多普勒濾波器，在現代雷達中，一般都是用數字濾波器實現。圖3.5所示的例子包括一個3 dB頻寬為1.6 MHz的中頻高斯濾波器和具有可變脈衝間週期和時變加
34、權的四脈衝動目標顯示。這種動目標顯示使某些穩定本振的調製頻率比平均值增大5 dB。注意：要使分析正確，動目標顯示的速度回應必須定標為具有零分貝增益/雜訊，而不是增益/最佳多普勒頻率。圖3.5 雷達接收機的頻率回應剩餘功率積累穩定本振對動目標顯示改善因數的限制可表示為穩定本振的功率與級聯濾波器輸出端回波調製頻譜總功率的比值（如圖3.4和圖3.5所示）。圖3.6示出被測穩定本振調製頻譜（曲線1）和15 ms延遲對雜波剩餘影響（曲線2）的例子。借助圖3.4和圖3.5所示的濾波器可用電腦程式來修改測得的頻譜資料，並可對除了低於100 Hz的調製頻率之外的多普勒頻譜的總功率進行積累（低於100 Hz的調
35、製頻率不能測量）。由於穩定本振的不穩定而產生51.8 dB的對動目標顯示改善因數的限制。圖3.7示出相同的被測穩定本振調製頻譜有1200 ms距離延遲的影響。在低調制頻率上雜波剩餘頻譜包含了比圖3.6所示的雜波頻譜更多的能量，但是動目標顯示剩餘只增加了1 dB。遠距離雜波被抑制到幾乎與短距離雜波相同的程度。如果雷達應用了一個以上的多普勒濾波器，則需分別對每個濾波器計算穩定本振的不穩定性。如果單個濾波器的多普勒回應不對稱，則正負多普勒頻寬的剩餘需分開計算，而它們的功率應相加。應該注意的是，在許多教科書中只分析了簡單的雙脈衝動目標顯示，對動目標顯示改善因數的限制的結果運算式不能用於更複雜的多普勒濾
36、波器。這一重要事實往往被一般的讀者所忽視。應該注意的是，大多數教科書的分析假設穩定本振的不穩定性是由於單調制頻率或白高斯雜訊調製的合成而引起的。但這些假設對實際的穩定本振很少有效，因此必須採用不同的分析方法。前面所描述的電腦分析方法是，測量穩定本振的有色調製頻譜，修改有色調製頻譜與距離相關效應和雷達接收機濾波器相適應，並對輸出剩餘功率進行積累。不作假設而對穩定本振的穩定性進行求解是一種有效的方法，但是求得的結果必須被認為只是比較給定用途的不同穩定本振的一個品質指標。在具有不同接收機濾波器的其他用途中，相同的穩定本振將有不同的穩定性數值。圖3.6 15 ms距離延遲對穩定本振MTI限制的影響圖3
37、.7 1200 ms距離延遲對穩定本振MTI限制的影響相參振盪器和定時的不穩定性現代雷達採用脈衝放大器發射機，相參振盪器對接收機的穩定不構成顯著影響。但是，老雷達採用脈衝振盪器發射機，相參振盪器必須對每個發射脈衝的隨機相位進行補償，而且補償不完善將導致多普勒濾波器輸出端存在有雜波剩餘。只可能對最近一次發射脈衝的回波進行補償，而對應於前一發射脈衝產生的回波（跨週期雜波）不能通過脈衝振盪器雷達的多普勒濾波抑制掉，正是這個原因使脈衝振盪器雷達不再常用。對這些老雷達所使用的補償相參振盪器的方法感興趣的讀者，可參考雷達手冊（1970年版）的第5章第5節。當雷達在運動平臺上或者雜波是運動的雨或海雜波，相參
38、振盪器的頻率將不時地變化，以便對這種運動及時進行補償，把雜波頻譜移到零多普勒頻率。如果設計合理的話，在理想環境條件下（只有雜波回波、接收機雜訊為典型的實驗測試雜訊）完成這個工作的伺服結構將不致產生顯著的不穩定。但是強的運動目標以及其他雷達的脈衝式干擾的影響有時是很嚴重的，會使相參振盪器頻率從合適的補償值發生偏移。發射機和A/D轉換器的定時信號通常由相參振盪器產生，定時抖動會降低雜波衰減。但是，定時抖動的影響非常複雜，而且不能準確預測，因此它很少被獨立測量。雷達整機的不穩定性雷達不穩定的主要來源通常是穩定本振和發射機。基於相同的裝置，無論是通過測量還是預測，如果能獲得這兩個部分的多普勒頻譜，對雙
39、程穩定本振頻譜（通過距離-相關係數變換）和發射機多普勒頻譜進行卷積可得到穩定雜波回波的頻譜估計。然後將得到的頻譜通過兩個接收機濾波器濾波，並進行積累，就得到由穩定本振和發射機產生的剩餘功率。這種功率可能比穩定本振和發射機單獨產生的剩餘功率的總和還要大。這些方法可用來分析現有雷達不穩定的來源，或在設計階段預測雷達性能。對雷達整機不穩定性的測量可通過雷達天線搜索照射一個穩定的點雜波反射體進行，該反射源能產生接近於（但低於）接收機和多普勒濾波器動態範圍極限的回波。在很多雷達陣地要找到適合的雜波源很困難，而在另外的情況通過終止天線旋轉來進行這種試驗又是不可取的。在這種情況下，可用微波延遲線來給接收機輸
40、送一個發射脈衝的延遲樣本。這種簡單測量已包含了除延遲線回路之外的所有不穩定性來源。定時抖動不會對回波脈衝所有部分產生相同的影響，通常在脈衝中心的影響最小，認識到這一點是重要的。因此，對回波（包括回波前沿和後沿）進行多重資料採樣是很必要的。雷達整機不穩定性是多普勒濾波器輸出剩餘功率總和與多普勒濾波器輸入功率總和之比除以這些位置接收機雜訊的比值。穩定性是這種比值的倒數，而在通常情況下都用分貝表示。在具有相位編碼發射和脈衝壓縮接收機的雷達中，距離副瓣區域的剩餘和壓縮脈衝的剩餘可能很明顯。這些剩餘是由寬發射脈衝期間而不是僅僅由脈衝與脈衝之間的相位調製產生的。這種雷達穩定性測量必須運用大量資料點以得到對
41、距離分佈雜波合理的解答。雷達不穩定性主要產生回波的相位調製，天線掃描主要產生幅度調製。因此，合成影響是分別由每個因素產生的剩餘功率總和。3.6 增益控制放大器靈敏度時間控制（STC）搜索雷達檢測幅度變化很大的回波，典型的要大到超過任何固定增益接收機的動態範圍。不同的雷達截面積、不同的氣象條件和不同的距離所引起的回波強度都不同。但距離對雷達回波的影響超過其他因素。雷達接收到的目標回波功率與距離或雷達能量傳輸時間的4次方成反比。距離對信號強度的影響不利於對目標尺寸的測量。但是，為了鑒別蟲類、大氣異常或鳥群（有時鳥群的雷達反射截面積只略小於噴氣式飛機）的雷達回波，就需要鑒別目標的尺寸。當信號超過有效
42、動態範圍時，許多雷達接收機會出現不好的特性。這些影響可以用一種稱為靈敏度時間控制（STC）的技術來克服。STC使雷達接收機的靈敏度隨時間變化，從而使被放大的雷達回波強度與距離無關。搜索雷達通常採用余割平方天線方向圖，它的增益隨仰角增加而減小。這種方向圖限制了高仰角的功率，因為飛機在高仰角時必然是距離近，探測要求的功率小。不過，在高仰角上，回波功率與距離無關，而與高度的4次方成反比變化。對低仰角雷達回波合適的STC限制了高仰角的覆蓋區。STC要求在仰角兩端的不一致性嚴重地限制了STC的應用。一種更實用的雷達設計思想可以減小由余割平方天線方向圖形成的對STC的限制。這種設計思想認為，天線必須在高仰
43、角上輻射比余割平方方向圖更多的能量。對此有兩個理由：第一，高角度覆蓋區被從波束最強的低高度部分進入的雜波而不是由系統雜訊所限制；第二，電子干擾措施（ECM）既減小了雷達最大作用距離，又減小了雷達高度覆蓋區。另外，高度覆蓋區的損失是很嚴重的。這兩個因素已使余割平方方向圖被放棄，而支持一種向上輻射更多能量的方向圖。採用多波束獲得覆蓋方向圖的堆積波束雷達的出現，把STC從天線方向圖的限制中解放出來。在這些系統中，每個波束有一個接收機通道，STC可以分別加到各接收機通道中。因此，上波束接收機可以在近距離達到最大的靈敏度，而下波束接收機僅僅在遠距離才能達到最大的靈敏度。現代大多數雷達都用數位化方法來產生
44、STC波形。可通過數位增益控制器直接使用數位指令，也可以先將數位指令轉換成電壓或電流的形式後控制二極體衰減控制器或可變增益放大器。在休止期內引入測試脈衝，數位控制可校準每一個衰減量以確定實際增益與指令增益的誤差。這對單脈衝接收機來說是很重要的，單脈衝接收機是通過比較兩個或兩個以上波束同時接收到的回波幅度來準確地判斷目標的方位或高度位置。準確的測量是依靠對單脈衝接收機的任何增益誤差進行補償來實現。對老雷達採用的產生模擬STC波形的方法感興趣的讀者，可參閱雷達手冊（1970年版）的第5章第6節。雜波圖自動增益控制在某些雷達中，如果靈敏度時間控制增益範圍可檢測到小飛機，那麼山巒雜波能形成超過接收機後
45、續級（A/D轉換等）動態範圍的回波。這種雜波所佔有的空間區域通常是雷達覆蓋區中相當小的一部分，因此，自動增益控制有時被認為是，提高靈敏度時間控制曲線以影響弱雜波或無雜波區小飛機檢測性能為代價或增加A/D轉換器和後續處理位數（以經濟為代價）的另一種方法。雜波圖AGC由數位圖控制，它測量多次掃描中每一個雜波圖單元裡最強雜波的平均幅度，並在必要的地方調整增益以保證平均幅度完全低於飽和值。雜波圖AGC的一個缺點是，它降低雜波區對小飛機的檢測能力，而沒有AGC時的雜波將低於飽和值。掃描之間雜波的波動要求在受控的最大平均電平和飽和電平之間有一個610 dB的安全範圍。另外一個問題是，雜波圖容易受到其他雷達
46、脈衝式干擾的破壞。雜波圖AGC能嚴重地削弱其他關鍵的信號處理功能，下面這些基本的不相容性妨礙了它在許多類型雷達中的成功運用： 改變兩個脈衝間隔區間內的增益會降低多普勒濾波對雜波的抑制。 改變兩個距離取樣的增益將使得對分佈雜波（雨雜波，海雜波）虛警的控制變差（參見3.13節）。 壓縮之前距離增益的變化將使發射編碼波形雷達的壓縮脈衝時間副瓣變差。平緩的STC變化是允許的，而對於大的階躍變化則不行。自動雜訊電平控制AGC被廣泛應用，以保證A/D轉換器有理想的接收機雜訊電平。比A/D轉換器的量化增量小得多的雜訊將使靈敏度受到損失，而過多的雜訊又意味著要犧牲動態範圍，這一點將在3.11節進行敘述。為了通過回應較慢的伺服系統，控制增益需要在長距離範圍內（常超出雷達的測量範圍，即在休止期內）獲得雜訊樣本。如果雷達具有在任何放大之前的射頻靈敏度時間控制（RF STC）的話，則通過切換到最小增益能獲得有意義的休止時間。這將減小可預測的對系統雜訊溫度的影響,並使外部干擾最小化。大多數雷達在STC之前採用放大器，所以在不影響它們需要測定的雜訊的情況下，它們不能衰減掉外部的干擾，而且伺服系統的設計應允許在極限距離上有其他雷達的脈衝和暴風雨或山峰的回波。這種干擾的幅度有時可能很高，但在通常情況下，在360的掃描中有低