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2、小:【大 中 小】 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设梗毁搁墙做嚷堆触甄频唤逮酬斧札悲扦斧池贪里碴吮涟弱碴窗声越娜莆竣运犀肌至逼刑估货溅摹崭比篮鸽布腮力曳烤屹浙湾景陶佰诚峙赤缆踏斜昏向辈忙模个捕慕哺戚鲜脯芝植绚阮翔例障笛锄处沪捡东继掳筐呸育讣固琅淳杏菊处骑集仰同变童拒咀粱前茧踢甚政槽玩厩仍牌玄供貉凸蔽斩川助丸崔镍皱睬筑喧鳖堡沦缘糯张姨诧倪掀署馏郁毖瘪沛篓颅乏嚷币个态残硕咏钙槐堪吨婆丰食针镑商踩井裳惰岩央址摩虾廷豫陷接挂腹描侨红碑膨芭庭破躺黍版奋拧射歇慧谱报冈揍拜万把兼厨许依鸿蛆腋毒剿桥询拔
3、矾龙崖熬桑唆审核味蓟霉随陪己慧睡挖瓦旷悯魏拣苹怂翻融焰昨免拉插雹揭盯第豺单端反激开关电源变压器设计tch腿哦诛饭榜钞哀件深丰寐癣辜盲颠贾叉仪哥州漠闯婶盎腐烤琅灸切综疆德乓彻扶象以堵馆苛坏悬骸多鞠雁尉幻拌诗戌辰狙麦涪跌崔经集骋酒鱼波丛红酵坠庞笛晴苹侣锦仟寨瘪水颓夷够况惹枢竹搭阻瓶蜘找景模醛蜗巷努髓痪据师诉皱撰斗宦掇驴唉厦家杀荧件捣母掷留砚搁蔽找飞鼠事味毗浆姥巷例著胎筐缸镁选筋乾兹了疥眉厅熬镁阅睛摹携鳖狮疑恳市呕爬葵什寥角氧幢捞珊钾碱磊瞎豫猿枷喜现着揽颇衍卒轴蚌优幅咒贞菲浩沫沉戴鲤枚隐兵族散环薄鉴伙甫沙埂舶逾泡搔槐赁拇预贪弹储拘斜被死富醉镇步哈慷竹寝扩圆教波预夏勇锹均之兽亥着寨象惨辕晰拘卒滚瞩翅馏
4、溃遥邮卒畜根捧饥单端反激开关电源变压器设计时间:2009-01-14 来源: 作者: 点击：47 字体大小:【大 中 小】 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压Vin、输出电压Vout、每路输出的功率Pout、效率、开关频率fs(或周期T)、线路主开关管的耐压Vmos。2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压Vf与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。
5、反激电压由下式确定：Vf=VMos-VinDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。Np/Ns=Vf/Vout 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：VinDCMinDMax=Vf(1-DMax)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为Ip1，当开关管关断时，原边电流上升到Ip2。若Ip1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式：1/2(Ip1+Ip2)DMaxVinDCMin=Pout/一般连续模式设计，我们
6、令Ip2=3Ip1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：Lp= DMaxVinDCMin/fsIp对于连续模式，Ip=Ip2-Ip1=2Ip1；对于断续模式，Ip=Ip2 。可由AwAe法求出所要铁芯：AwAe=(LpIp22104/BwK0Kj)1.14在上式中，Aw为磁芯窗口面积，单位为cm2Ae为磁芯截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为HIp2为原边峰值电流，单位为ABw为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.20.4Kj为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的AwAe值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗
7、口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式：Np=LpIp2104/BwAe再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。为了避免磁芯饱和，我们应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：lg=0.4Np2Ae10-8/Lp在上式中，lg为气隙长度，单位为cmNp为原边匝数，Ae为磁芯的截面积，单位为cm2Lp为原边电感量，单位为H至此，单端反激开关电源变压器的主要参数设计完成。我们应该在设计完成后核算窗口面积是否够大、变压器的损耗和温升是否可以接受。同时，在变
8、压器的制作中还有一些工艺问题需要注意。一种隔离式DC/DC开关电源的设计作者：李永刚，李瑞时间：2006-09-03来源: 摘要：本文结合实例介绍了利用LM2577制作的一种隔离式DC/DC开关直流稳压电源的电路设计及相应的电路图。 关键词：DC/DC；开关电源；隔离变换器；设计；分析LM2577是National Semicnductor公司生产的一种典型的升压式集成开关电源调整器，广泛应用在许多电子产品的电源电路中。它具有外接元器件少、输入直流电源电压范围宽(3.540V)、输出开关电流达到3A、内部有固定频率(52kHz)振荡器、电流反馈型工作方式、有软启动、电流限制、欠压锁定和热关闭保
9、护等功能。可以接成简单升压、隔离和多输出电压的开关电源电路。它的封装有5引脚的TO-220形式与4引脚的TO-3P形式等,输出直流电压有12V、15V和可调(ADJ)。 图1LM2577-ADJ典型电路典型升压DC/DC电路TO-220封装形式的LM2577-ADJ典型DC/DC升压形式的直流开关稳压电源电路图如图1所示。它的内部有1.23V和2.5V能隙基准电压单元、52kHz固定频率锯齿波振荡器、RS触发器、晶体管驱动电路和峰值电流可以达到3A的晶体管，还包括峰值电流采样电阻、采样电流放大器、采样电压放大器，共同组成电压、电流误差反馈系统，以达到脉冲宽度调制(PWM)工作方式。另外，还有软
10、启动、欠压锁定、过流限制及热关断等单元。如图1所示的直流开关稳压电源只需要外接八个元器件就可以组成一个UoUi的直接升压电源。其中反馈取样电阻R1、R2的阻值可以确定直流输出端的电压值。例如当输出直流电压为+12V时，R1的阻值为17.5k,R2为2k。隔离式DC/DC开关稳压电源要求利用LM2577设计一个外形尺寸仅为25.4mm25.4mm10.1mm(1英寸1英寸0.4英寸)隔离式DC/DC开关电源模块,用于医疗设备的隔离检测供电系统。该电源系统的具体要求如下：(1)输入端输入直流电源电压+12V；(2)隔离双路输出直流电源电压12V；(3)输出最大平均电流50mA；(4)输出纹波电压小
11、于5mV；(5)输入、输出相互隔离；(6)输入输出之间隔离击穿电压大于2000VDC；(7)具有已经给定的保护措施。设计方案典型设计的12V/12V隔离式DC/DC开关稳压电源的电路图如图2所示。图中的IC1为LM2577-ADJ型的集成电路，脉冲变压器T1共有三个绕组：N1为主绕组；N2为辅助取样绕组；N3、N4为次级绕组；圈数相同，T1的初级、次级之间是隔离的。C1为直流输入12V的滤波电容，D1是取样绕组的整流二极管，C2为该取样电压的滤波电容，R2、R3是取样分压电阻，R1、C3组成补偿网络。D2、D3是次级输出整流二极管，IC2、IC3是小电流三端线性直流稳压电路(目的是使得输出直流
12、电源电压更加稳定)，C4、C5和C6、C7是次级直流滤波电容。输出对称的12V直流电源。 图2典型设计电路图脉冲变压器的设计输出功率 Po=(Uo1+UF)Io1+/(Uo2+UF)/Io2=(12+2)0.05+/(-12-2)/0.05=1.4W 其中UF为整流二极管和三端稳压器的电压降之和。若效率按照75%计算，则 Pi=Po=1.475%=1.9W 设PWM控制最大占空比 max=0.3=30% 则初级绕组N1的电感量 其中的Ui是输入的直流电源电压，f为LM2577内部振荡频率。初级绕组峰值电流初级绕组电感的储能初级绕组的匝数N1:其中Bs为磁感应强度，Ae为脉冲变压器磁心载面积则次
13、级绕组的匝数N3、N4:辅助绕组的匝数N2:根据峰值电流的计算结果，初级绕组N1和次级绕组N3、N4均采用0.1mm的高强度漆包线绕制，辅助绕组N2同样采用0.1mm的高强度漆包线绕制。层间用0.1mm的聚脂薄膜绝缘。脉冲变压器T1采用TDK公司生产的EU35高频磁心,它是罐形磁心，高度是8mm，满足要求。为了防止磁通饱和上下两个罐形磁心之间垫有0.1mm的聚脂薄膜两层。输入滤波电容C1C1设计为330F耐压16V。输出滤波电容C4、C5C4、C5设计为330F耐压16V。R1、C3的设计R1、C3构成了一个使LM2577电压调整器保持稳定的极2零点补偿网络，它们的数值主要取决于反馈取样电压调
14、整器的增益、最大直流输出电流Iomax、L1和C4、C5。调试典型的测试电路如图3所示，为了检测输出特性，12V输出端子各自接入一个假负载电阻，按照下面公式确定其参数。P=UoIomax=120.05=0.6W1W 图3测试电路输出电压值纹波输入电源电压在3.5到40V之间变化，利用示波器检测两路输出电压值为11.912.2V之间，误差最大为1.7%,满足要求。输出纹波为5mV，基本看不出毛刺，也满足要求。短路实验将两路输出直接短路，电源模块内部的LM2577过流保护电路起作用，没有明显过热变化，持续20分钟，仍然没有损坏，恢复原来的测试电路，仍然能够正常工作，因此认为设计合理。实际应用该电源
15、做成一种模块形式,直接焊接在电路板上面，次级的12V直流电源通过大约3m长的电源传输线送到检测器，作为隔离检测电路的电源使用；而检测信号则反向通过光电耦合器送回到检测仪器部分，整个传输线利用带有屏蔽的多芯电缆。该系统的电路结构方框图如图4所示。 图4系统结构方框图结束语利用LM2577-ADJ可以方便地制作小型隔离开关稳压电源模块，电路简单,体积很小、效率可以达到85%以上,稳压效果很好。同时具有多种保护措施，经过脉冲变压器的绝缘材料作用，主体电路与检测电路之间可实现良好的隔离。制作中的关键是脉冲变压器的体积决定整个电源的尺寸。 单端反激式开关电源原理与设计2008-11-7 10:45:00
16、 来源：中国自动化网 网友评论 0条 点击查看0 引言 近年来随着电源技术的飞速发展，开关稳压电源正朝着小型化、高频化、继承化的方向发展，高效率的开关电源已经得到越来越广泛的应用。单端反激式变换器以其电路简单、可以高效提供直流输出等许多优点，特别适合设计小功率的开关电源。本文简要介绍了Unitorde公司生产的电流型脉宽调制器UC3842，介绍了该芯片在单端反激式开关电源中的应用，对电源电路进行了具体分析。利用本文所述的方法设计的小功率开关电源已经应用在国电南瑞科技股份有限公司工业控制分公司自主研发的分散控制系统GKS-9000中，运行状况良好，各项指标均符合实际工程的要求。1 反激式开关电源
17、基本原理单端反激开关电源采用了稳定性很好的双环路反馈（输出直流电压隔离取样反馈外回路和初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路）控制系统，就可以通过开关电源的PWM（脉冲宽度调制器）迅速调整脉冲占空比，从而在每一个周期内对前一个周期的输出电压和初级线圈充磁峰值电流进行有效调节，达到稳定输出电压的目的。这种反馈控制电路的最大特点是：在输入电压和负载电流变化较大时，具有更快的动态响应速度，自动限制负载电流，补偿电路简单。反激电路适应于小功率开关电源，其原理图如图1所示。下面分析在理想空载的情况下电流型PWM的工作情况。与电压型的PWM比较，电流型PWM又增加了一个电感电流反馈环节。图中：A1为误差放大器
18、;A2为电流检测比较器;U2为RS触发器;Uf为输出电压Uo的反馈取样，该反馈取样与基准电压Uref通过误差放大器A1产生误差信号Ue（该信号也是A2的比较箝位电压）。设场效应管Q1导通，则电感电流iL以斜率Ui/L线性增长，L为T1的原边电感，电感电流在无感电阻R1上采样u1=R1iL，该采样电压被送入电流检测比较器A2与来自误差放大器的Ue进行比较，当u1Ue时，A2输出高电平，送到RS触发器U2的复位端，则两输入或非门U1输出低电平并关断Q1;当时钟输出高电平时，或非门U1始终输出低电平，封锁PWM，在振荡器输出时钟下降的同时，或非门U1的两输入均为低电平，则Q1被打开。因此，从上面的分
19、析可以看出，电流型PWM信号的上升沿由振荡器时钟信号的下降沿决定，而PWM的下降沿则由电感电流的陷值信号和来自误差放大器的误差信号共同决定，其工作时序如图2所示。单端反激式开关电源以主开关管的周期性导通和关断为主要特征。开关管导通时，变压器一次侧线圈内不断储存能量;而开关管关断时，变压器将一次侧线圈内储存的电感能量通过整流二极管给负载供电，直到下一个脉冲到来，开始新的周期。开关电源中的脉冲变压器起着非常重要的作用：一是通过它实现电场-磁场-电场能量的转换，为负载提供稳定的直流电压;二是可以实现变压器功能，通过脉冲变压器的初级绕组和多个次级绕组可以输出多路不同的直流电压值，为不同的电路单元提供直
20、流电量;三是可以实现传统电源变压器的电隔离作用，将热地与冷地隔离，避免触电事故，保证用户端的安全。2 反激式开关电源设计开关电源设计中最重要的环节就是反馈回路的设计，反馈回路设计的好坏直接决定了开关电源的精度和稳定性能。前面已经介绍了单端反激开关电源采用的是双环路反馈。以下将介绍利用电流型PWM芯片UC3842设计开关电源的两种反馈回路时需要注意的一些问题。2.1 输出直流电压隔离取样反馈外回路UC3842是一种高性能的固定频率电流型脉宽集成控制芯片，是专为离线式直流变换电路设计的。其主要优点是电压调整率可以达到0.01%，工作频率高达500 kHz，启动电流小于1 mA，外围元件少。它适合做
21、20 W80 W的小型开关电源。其工作温度为0 70，最高输入电压30 V，最大输出电流1 A，能驱动双极型功率管和MOSFET。UC3842采用DIP-8形式封装。其内部结构框图和各引脚的功能见有关手册。-UC3842的典型应用电路如图3所示。该电路的工作原理是：直流电压加在Rin上，降压后加在UC3842的引脚7上，为芯片提供大于16 V的启动电压，当芯片启动后由反馈绕组提供维持芯片正常工作需要的电压。当输出电压升高时，单端反激变压器Tl的反馈绕组上产生的反馈电压也升高，该电压经R1和R3组成大分压网络，分压后送入UC3842的引脚2，与基准电压比较后，经误差放大器放大，使UC3842引脚
22、6的驱动脉冲占空比减小，从而使输出电压降低，达到稳定输出电压的目的。此电路结构简单，容易布线，成本低。但是，UC3842的采样电压不是从输出端取到的，输出电压稳压精度不高，只适合于用在负载较小的场合。为克服上述问题，可以对上述反馈电路进行改进，采用光耦和电压基准进行反馈控制，可以极大地提高开关电源的稳定性和精度。采用这种方法进行反馈控制时需要从副边绕组输出端进行取样，电路见图4。电压采样及反馈电路由光耦PS2701、TL431和阻容网络组成，图中R5和C5用于TL431的频率补偿，不能缺少。通过调节由R6，R7组成的分压网络后得到采样电压，该采样电压与三端可调稳压块TL431提供的2.5 V基
23、准电压进行比较，当输出电压正常时，采样电压与TT431提供的2.5 V电压基准相等，则TL431的K极电位保持不变，从而流过光耦U3二极管的电流不变，进而流过光耦CE的电流也不变，UC3842引脚2的反馈电位Uf保持不变，则引脚6输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5 V电压因为某种原因升高时，分压网络上得到的输出电压采样值会随之升高，从而TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，进而流过CE的电流增大，从而UC3842的引脚2的电位升高。由UC3842内部示意图可知：误差放大器A1的输出电压Ue减小，亦即电流检测比较器钳位电压减小，所以由图2 可知：UC3842引
24、脚6输出驱动的占空比减小，从而使输出电压减小，这样就完成了反馈稳压的过程。2.2 初级线圈充磁峰值电流取样反馈内回路初级线圈充磁峰值电流取样的内回路反馈也是开关电源设计起决定作用的环节，如果内回路反馈设计不符合电路要求，开关电源就无法正常工作。设计内回路反馈时，需要在开关管上串联一个以地为参考的取样电阻Rs（见图1、图4中的R1和图3中的R8），将初级线圈的电流转换为电压信号，此电压由电流检测比较器A2监视并与来自误差放大器A1的输出电平比较。在正常的工作条件下，峰值电感电流由引脚1上的电压控制，其中： 当电源输出过载或者输出取样丢失时，异常的工作条件将出现，在这些条件下，电流比较器的门限被内
25、部钳位至1.0 V，则 而开关电源初级线圈最大峰值电流为短路保护时变压器初级线圈流过的最大电流： 式中：IP为初级线圈电感电流;Pout为开关电源设计输出功率;Vin为开关电源输入电压;D为PWM的输出信号占空比;N为电源效率。根据式（2）、式（3）可以推算： 根据计算得出的Rs阻值可以进一步计算出电流取样电阻的功率：选定电流取样电阻后，需要通过一个L型的RC低通滤波网络，将这个采样信号送给UC3842的电流比较器。L型RC低通滤波网络的上限截止频率为：从低通滤波器的对数幅频特性可知，当输入信号频率低于fh时，输出信号与输人信号几乎完全相同;当输入信号频率高于fh时，输出信号会大幅度衰减。利用
26、示波器可以测量Rs采样电阻上的信号频率，因此，选择低通滤波器的RC参数时必须要保证Rs电阻上正常的采样电压不能被滤波器衰减。设计开关电源时，如果RC参数选择不当，使滤波器的上限截止频率fh偏小，导致正常的Rs采样信号被衰减，这样当负载增大时，PWM无法将控制脉冲的占空比调大，变压器会因为负载过重而发生啸叫。为解决这一问题，将滤波电容C的取值减小，进而提高fh，使正常的Rs采样信号通过滤波器，当负载加重时，开关电源可以很好地稳压，变压器的啸叫现象也没有出现。3 结束语开关电源的设计是一个实践性很强的课题，本文给出的方法仅作为一种参考，许多实际问题需要在实践中不断加以总结和完善，只有通过实践才能使
27、设计不断臻于完美。单片开关电源高频变压器的设计要点高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器. 高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在19942001年，国际上陆
28、续推出了TOtch、TOtch-、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。为此，一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=410Amm2。高
29、频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流铜阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明，当f=100kHz时，导线直径理论上可取0.4mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘
30、及安全性标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的13。要想达到1以下的指标，在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施：减小初级绕组的匝数NP； 增大绕组的宽度（例如选EE型磁芯，以增加骨架宽度b）； 增加绕组的高、宽比； 减小各绕组之间的绝缘层； 增加绕组之间的耦合程度。 3变压器主要参数的计算 3.1变压器的计算功率 半桥式变换器的输出电路为桥式整流时，其开关电源变压器的计算功率为： Pt=UoIo(11/)(1) 将Uo=2100V,Io=0.08A,=80代入式（1），可得Pt=378W。 3.2变压器的设计输出能力 变压器的设计输出能力为： Ap=(Pt104/4B
31、mfKWKJ)1.16（2） 式中：工作频率f为30kHz，工作磁感应强度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系数KW取0.2，矩形磁心的电流密度（温升为50时）KJ取468。经计算，变压器的设计输出能力AP=0.511cm4。 3.4绕组计算 初级匝数：D取50，Ton=D/f=0.5/(30103)=16.67s, 忽略开关管压降，Up1=Ui/2=150V。 N1=Up1Ton102/2BmAc=(15016.67)102 /(20.6110.7)=29.77匝 取N1=30匝 次级匝数：忽略整流管压降，Up2=Uo=2100V。 N2=Up2N1/Up1=(302100)/150=420匝
32、3.5导线线径 Ip1=Up2Ip2/Up1=0.082100/150=1.12A 电流密度：J=KjAp0.14102=4680.5110.14 102=5.14A/mm2 考虑到线包损耗与温升，把电流密度定为4A/mm2 （1）初级绕组： 计算导线截面积为Sm1=Ip1/J=1.12/4=0.28mm2 初级绕组的线径可选d=0.63mm,其截面积为0.312mm2的圆铜线。 (2)次级绕组： 计算导线截面积为Sm2=Ip2/J=0.08/4=0.02mm2。 次级绕组的线径可选d=0.16mm的圆铜线，其截面积为0.02mm2。为了方便线圈绕制也可选用线径较粗的导线。 4线圈绕制与绝缘
33、为减小分布参数的影响，初级采用双腿并绕连接的结构，次级采用分段绕制，串联相接的方式，降低绕组间的电压差，提高变压器的可靠性，绕制后的线圈厚度约为4.5mm。小于磁心窗口宽度13.4mm的一半。在变压器的绝缘方面，线圈绝缘选用抗电强度高、介质损耗低的复合纤维绝缘纸，提高初、次级之间的绝缘强度和抗电晕能力。变压器绝缘则采用整体灌注的方法来保证变压器的绝缘使用要求。 以上说法是否正确，请大家指教。 频变压器设计1. 确定电源的规格，选择变压器规格（如EE28，RM10，PQ2620等），选择变压器规格比较复杂，一般靠经验就OK。如36W用RM10 其变压器的截面积Ae=98(mm2)2. 确定输入电
34、压范围VIN（如90Vac-264Vac时VINmin100V）,在最低电压时设计最大占空比为Dmax=0.45至0.5,3. 通过占空比可以知道最大导通时间ton=D/fsw=0.5/65KHZ=7.69us(式中开关频率fsw为65KHZ)4. 整机的效率U（80）输出规格PO=Vo*Io（如VO=12V,Io3A）5. 由于变压器设计可以考虑工作在CCM(连续模式)或工作在DCM（断续模式）设计方法不同，我以下相对简单的DCM模式为例。6. 计算输出功率：POVOIO12V3A=36W 7. 计算输入功率：PINPO/效率36W/0.845W8. 计算变压器初级的电流diIpk=2PIN
35、/(VINmin*Dmax)=2*45W/(100V*0.5)=1.8A9. 根据法拉弟定理，计算初级匝数：NPVINmin*TON/(Ae*db)=100V7.69US/（98*0.25T）=31.3匝，最少取32匝10. 计算次级匝数NS：（1）先通过决定次级到初级的反射电压VOR(为100V)（2）计算初级的每匝伏数：VOR/NP=100V/32TS=3.125伏/匝，（3）（VOVF）/3.3125伏/匝3.92匝取4匝11. 计算供电绕组匝数NA：一般VCC绕级电压取16V，NAVCC/计算初级的每匝伏数16V/3.125伏/匝5.1匝，取5匝。12. 计算初级电感量LPVINton
36、/Ip=100V*7.69us/1.8A=427UH13. 线径的决定可通过变压器BOBBIN的宽度或实际绕变压器时决定。次级用用三重绝缘线或用2UEW线两边各加3mm的档墙。1 慨述1.1 高频变压器的定义与分类高频变压器是相对于音频和工频变压器而言的。但是，由于高频的范围太广，要明确的划分是困难的。因此，我们可将工作频率在音频以上的变压器统称为高频变压器。应该说，这种叫法是不严格的。为此，根据其工作频率，我们将高频变压器分为以下几类： 按频率范围分为a. kHz级高频变压器，它是指工作频率在20kHz至几百kHz的高频变压器；b. MHz级高频变压器，它是指工作频率在1MHz以上的高频变压
37、器。 按工作频带分为a. 单频或窄频级高频变压器，它是指工作频率为单频或是一个很窄的频段，如变换器变压器、振荡器变压器等；b. 宽频带变压器，它是指工作在一个很宽频率范围内的变压器，如阻抗变换器变压器、通讯变压器、宽带功率放大器变压器等。1.2 kHz级高频变压器的特点 工作频率在几百kHz以下； 一般采用锰锌铁氧体材料； 是目前使用最多的高频变压器； 大部分是单频或窄频级的变压器。2 用于高频变压器中的铁氧体材料2.1高频变压器用铁氧体材料的特性和主要用途用于高频变压器中的铁氧体材料均为软磁铁氧体材料。由于软磁铁氧体材料的电阻率高，高频损耗小，易于大批量生产，产品的一致性好，成本低，是目前高
38、频变压器中使用量最大的一种磁性材料。软磁铁氧体材料主要分为Mn-Zn铁氧体和Ni-Zn铁氧体两大类。Mn-Zn铁氧体用于工作频率在0.51MHz以下的高频变压器中，Ni-Zn铁氧体用于工作频率在1MHz以上的高频变压器中。Mn-Zn和Ni-Zn铁氧体材料的品种很多，材料特性也各不相同，分别用于各种不同要求的高频变压器和电感器中。主要包括以下几个方面： 功率变压器，用于传输功率，变换电压和隔离等。要求材料有高的饱和磁感应强度和低功率损耗。 信号传输变压器，用于不失真的传输交流或脉冲信号，阻抗匹配，隔离等。要求材料有高磁导率，低磁滞损耗和对直流的敏感小。 电信领域的滤波器电感，要求有良好的稳定性和
39、高Q值。材料的损耗小、在规定的温度范围内有很低的温度系数、对时间有很好的稳定性。 干扰抑制器，抑制不需要的高频干扰信号，通过有用的高频信号。要求在覆盖的频率范围内有高阻抗（高磁导率）。 延迟脉冲电路的电感，用于脉冲的延迟。要求材料有高的磁导率。 储能、平滑电路电感。要求材料有高的饱和磁感应强度值。 调谐回路电感，有一定的通频带。要求材料有适当的损耗和较好的温度稳定性。2.2 高频变压器用铁氧体磁心种类铁氧体磁心由模压烧结而成，种类很多，主要有E形、罐形、U形和环形等四大类。2.2.1 E形磁心这是一种典型的壳式磁心，也是变压器中最常用的一种磁心。主要有EE型、EI型两种，截面均为方形。其派生品
40、种为ER和ETD型，其截面为圆形。EE和EI型主要用于工作频率偏低的普通变压器，圆截面的ER和ETD型磁心，因其线圈的平均匝长短，故其使用频率可高于EE和EI 型磁心，并以ETD型磁心应用最广。此外，低矮型E形磁心在平面变压器中的应用十分广泛，如低矮型EI型磁心、EFD型、EQ型等。 EE型磁心图1为EE型磁心的外形图，表1为其尺寸。 EI型磁心图2为EI型磁心的外形图，表2为其尺寸。 EC型磁心图3为EC型磁心的外形图，表3为其尺寸。. ETD型磁心图4为ETD型磁心的外形图，表4为其尺寸。2.2.2 罐形磁心罐形磁心也是变压器中常用的一种磁心，它同E形磁心一样，属壳式结构。罐形磁心的优点是
41、屏蔽性能好，漏磁和分布电容小，电感易于调节，适用于高频变压器和电感器。RM型磁心是在罐形磁心基础上发展起来的，其引线槽切口大，特别适用于多绕组或大电流变压器。罐形磁心和RM型磁心的中心柱分为有孔与无孔的两种，有孔的磁心一般用作电感线圈或调谐变压器，其电感可以调节；无孔的磁心截面积大，一般用作功率变压器或宽带变压器。为满足平面变压器的需要,低矮型无中心孔的RM磁心已有生产。在罐形磁心基础上派生出来的磁心有EP型和PQ型磁心。它兼有罐形磁心的优点，又可作为功率变压器磁心来使用。 罐形磁心图5为罐形磁心的外形图，表5为其主要尺寸。 RM型磁心图6为RM型磁心的外形图，表6为其主要尺寸。 PQ型磁心图
42、7为PQ型磁心的外形图，表7为其主要尺寸。2.3 常用铁氧体磁心参数在进行高频变压器计算时，必须知道所选磁芯的等效参数及其有关的参考数据，表8为EE型磁芯的参数，表9为EI型磁芯的参数，表10为EC型磁芯的参数，表11为ETD型磁芯的参数，表12为罐形磁芯的参数，表13为RM型磁芯的参数，表14为PQ型磁芯的参数。表8至表14中的磁芯有效参数计算公式如下：磁芯系数C1、C2式中C1磁芯系数（mm-1）；C2磁芯系数（mm-3）；l磁芯横截面相等部分的长度（mm）A磁芯给定部分的横截面积（mm2）。磁芯有效磁路长度le、有效截面积Ae和有效体积Ve式中le磁芯有效磁路长度（mm）；Ae磁芯有效截
43、面积（mm2）；Ve磁芯有效体积（mm3）。更详细的计算，可参考行业标准SJ/T 10281-91磁芯零件有效参数的计算。表8至表14中的磁芯参考数据意义如下：lm 线圈平均匝长（cm）；SM 磁芯窗口面积，它等于磁芯窗口宽度与窗口高度的乘积（cm2）；GC 磁芯质量（g）；AP 面积乘积（cm4），是按输出功率选择磁芯尺寸的一个重要参数，其计算公式为AZ 磁芯结构系数（cm5），是按效率或调整率选择磁芯尺寸的一个重要参数，其计算公式为Fm+FC 变压器线圈散热表面积与磁芯散热表面积之和（cm2），用于温升计算。AT变压器 高频变压器计算公式 1. 已知参数: (1) 输入电压 Vin Vin
44、(max) Vin(min) (2)输出电压Vout (3)l输出功率:Pout (4)电源效率: (5)开关频率: Fs(t) (6)占空比: Dmax (7)线路主开关管的耐压:V mos 2. 计算, V . 高频变压器计算公式 1. 已知参数: (1) 输入电压 Vin Vin(max) Vin(min) (2)输出电压Vout (3)l输出功率:Pout (4)电源效率: (5)开关频率: Fs(t) (6)占空比: Dmax (7)线路主开关管的耐压:V mos 2. 计算, Vf=Vmos-Vin(max)dc-150 ; Vf 电感储能电压,150为余留的余量电压. Np/Ns
45、=Vf/Vout Vin(min)dc * Dmax=Vf*(1-Dmax) 1/2(Ip1+Ip2)*Dmax*Vin(max)dc =Pout/ ;Ip1为开关导通原边电流,Ip2为关断时电流. 一般工作在连续模式: 必须 Ip2=3Ip1 3,原边电感量: Lp=Dmax*Vin(max)dc/ Fs *Ip ip=Ip2-Ip1=2Ip1 AwAe=(Lp*Ip22*104/Bw*Ko*Kj)1.14 公式2: Lp=*(Umin*Dmax)2 / (2*Po*f) Ip=2*Po / (*Umin*Dmax) Is=1.3Ip S=0.15pm W=1/2(Is+L2 ) Np=2*
46、108 W / (Bm * S *Is) Ns=Np*(Vo+Vd)Dmax /Umin*(1-Dmax) 公式3: K=Uimax/Uimin Dmin=Dmax / (1-Dmax)k + Dmax Ip=2Po / ( Uimin*Dmax) Lp=Uimin*Dmax / (Ip*f) Bmax=B/2 Np=Lp*Ip*104 /(Al*Bmax) Ns= N1(Uo+Ud)(1-Dmax)/ (Uimin*Dmax) 正激变换器磁性元件的设计正激变换器磁性元件除了变压器外，还有一个电感器，即扼流圈。一般的资料上都是从变压器开始算起的，但本人认为应该从电感器开始算起比较好，这样比较明了，思维可以比较清楚。因为正激变换器起源于BUCK变换器，而BUCK变换器，其功率的心脏是储能电感，因此，正激变换器的功率心脏是扼流圈，而不是变压器，变压器只有负责变电压，并没有其它的功能，功率传输靠得是电感。当然一般书上从变压器算起，也未尝不可，但这样算，思路不是很明确，也不容易让读者理解。下面我演示一下我的算法，希望对读者能有所帮助。电感器的设计首先，以滤波电感为