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1、现代高频开关电源之同步整流技术 Synchronous Rectifier(SR) Technology,By DQA Terry Wang,2010-02-01,传统二极管整流电路面临的问题 同步整流技术及其特点 同步整流的基本原理 同步整流的类别和说明 典型电路实例分析 同步整流的功率MOSFET最新进展 GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析 同步整流典型案例分享,Agenda 目录,随着电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。,一、传统二极管整流电路面临的问题,开关电源损耗主要来源,在低压
2、、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（UFRD）可达1.01.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。,功率开关管,高频变压器,输出端整流管,公式推导:忽略输出整流电路的开关损耗时,则PF/PO=UFIF/UOIO. 其中PF与PO分别为SBD的功耗及DC/DC PWM转换的输出功率.对于某些整流电路, 如中点抽头全波整流电路,有IF =IO则有PF/Po=UF/Uo.即UF/Uo反映了功率比PF/Po的大小.,典型MOS管与SBD导通压降比较,二
3、、同步整流技术及其特点,同步整流技术概念,同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。,同步整流管体内也有寄生二极管,其反向恢复电流引起的开关损耗 取决于当AK间电压变负向的时候运载电流大小,功率MOS管属于压控型器件,在导通时的伏安特性呈线性关系。作整流器用的功率MOS管,要完成整流功能,栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步，即具有同步整流特性,同步整流技术特点,2.高效整流特性,1.同步整流特性,功率MOS管实属一个双向导电型器件,其完整的漏源伏安特性包括左图的以原点对称的第一、三象限.第一象限表示MOS管的正向导电特性,第三象限则表示反
4、向导电特性.同步整流技术正是利用该双向导电特性来达到提高整流效率的目的. 与主开关MOS管比较,作为整流/续流用的同步MOS管要求具有：低RDS(on)、体二极管(body diode)反向恢复电荷小、栅极阻抗小和开关特性好等特点.而主MOS管常为硬开关,则要求开关速度快,以减小开关损耗.,二、同步整流技术及其特点,三、同步整流的基本原理,左图1为常用 SR 电路 ,其中 VM1、VM2为功率MOS管 .VD1、VD2 为SBD.VM1、VD1组成SR1整流管;VM2、VD2 组成SR2续流管. 工作过程如下: 当主开关管 VM 关断时,驱动1和2给出信号,使VM2导通,VM1关断,VM2 起
5、续流作用: 当 VM导通时 ,VM2 关断 ,VM1 开通 ,VM1 起整流的作用. 由于驱动信号传递和 VM1、VM2 栅极电压达到阈值电压Uth需要一定时间(死区时间),该时间内VM1和VM2 尚未开通 ,则VD1和VD2 分别导通或共同导通 ,以便提供电流通路,基本原理,根据 SR 工作原理 ,同步整流网络的功率损耗主要包括: VD1和VD2 的导通损耗; VD1和VD2的反向恢复损耗; VM1和VM2 的导通损耗; VM1和VM2 的驱动损耗 当开关频率1MHz时,VM1和VM2的栅极驱动损耗占整流网络总损耗的主要部分;而开关频率1MHz时,VM1和VM2 的导通损耗占主导地位。低频情
6、况下,应尽量减小VD1和VD2 的导通时间,或消除VD1和VD2的导通,则电源效率会显著提高.而达到这一目的,关键是优化VM1和VM2 的驱动波形,使其接近于方波,能快速地导通或关断VM1和VM2.VM1和VM2理想驱动波形如左图2.其中Uth1和Uth2分别为VM1和VM2 的阈值电压(一般n channel MOS管的为0.6V1.4V).,四、同步整流的类别和说明,根据功率 MOS 2SR 驱动形式的不同 ,得到如下同步整流器的分类图。,同步整流技术,它激式,自激式,交叉式,感应式,正激有源钳位式,正激谐振复位式,正激多谐振式,电流感应式,电压感应式,交叉式同步整流器( Cross SR
7、),定义: 交叉式 SR因为 SR1、 SR2 的栅极和漏极通过主变压器交叉联接而得名. 其特点: SR 管的驱动网络简单,利用主变压器次级的电压来实现 SR 管的开通与关断 ,无需附加驱动器和附加变压器。,三种SR拓扑：根据变压器的去磁复位方式有: 正激谐振复位式(FRR) ; 正激有源钳位复位式( FACL) ; 正激多谐振复位式(FMRC) .,图5a利用主变压器的谐振复位原理:当开关频率超过一定范围(如 500kHz),通过适当调整主变压器的励磁电感 Lm ,则Lm 与开关管的寄生参数(如:输出电容 Co )谐振的同时 ,使主变压器磁通复位.主变压器的复位时间 Treset和谐振峰值
8、Um受开关器件的寄生参数 Co 的影响,对策是在 SR1管漏源极间并联一个合适的电容,以便适当降低谐振频率 ,使 Um 减小 ,Treset增大。C1 的最优值是使 Usec在主开关 VMm 开通时刻恰好回到零,图 5b为有源钳位式同步整流 :在变压器初级并联一个有源钳位网络 .该电路显著优点：一是将有源钳位技术引入同步整流器中 .二是具有良好的 SR 驱动波形,其最接近理想波形;另外,同a相比 优点还有: 钳位网络的存在 ,主开关上的电压应力低; 主变压器对称工作于 B2H平面的第一、三象限 ,利用率高 ,体积可减小一半; 恒频工作 ,可以实施 PWM 调制; 当主变压器的励磁电感 Lm 减
9、小到一定程度 ,可以实现主开关的零电压开通,图 5c SR管的驱动是谐振方式,其特点: 驱动损耗小(较适用于 1MHz以上的变换器); 变换器效率低(其驱动波形与理想波形相差较大,肖管导通时间长(约为 20 % TS) ;电压应力大 ,在500kHz以下无优势可言;只能采用调频控制。,四、同步整流的类别和说明,感应式同步整流器( Sensing SR),背景: Cross SR 的工作原理是利用主变压器次级电压 Usec驱动 SR 管工作的,因而 Cross SR的性能受 Usec制约 ,可归纳为: Usec峰值应满足SR管的安全范围 , Uth Usec UGS(break). Cross
10、SR 不能消除SBD的导通.即便是 SR管驱动波形最好的 FACL SR ,肖特基二极管亦会导通 ,因其驱动波形不是方波. 当变换器是电流型输入、容性负载时 ,SR 管的驱动信号不便从主变压器次级取出 .因Usec的值主要由整流环节的状态决定. Cross2SR在非隔离式变换器中不适用.,VS 2SR基本单元的工作原理:比较器 1 和比较器2的输出脉冲送到鉴相器3 ,若1的脉冲沿领先于2的脉冲沿 ,表明MOS管开通太早 ,此时3的D端输出 ,定时器 4 的输入电容 Cin放电 ,则 4 的延时增长 ,以消除 1 对 2 的领先;若 2 的脉冲沿领先于 1的脉冲沿 ,表明 MOS管开通被延迟 ,
11、此时 3 的 U 端输出 ,Cin充电 ,则4的延时缩短 ,以消除 2 对 1 的领先.经过上述的自动时延调整 ,就能实现“过零工作条件” ,消除肖特基管的导通和反向恢复.目前该模块已芯片化.,四、同步整流的类别和说明,电压感应式同步整流器(VS SR) 源于电流感应式同步整流器(CS SR) .所谓 CS SR 是指 SR 管的驱动环节利用功率MOS整流管自身的电流状态来决定是否给出驱动信号 ,其原理如图 6 所示.CR2SR 适用于电流型输入容性负载的开关变换器。,16.5W同步整流式DCDC电源变换器的设计 如下电路是一种正激/隔离式16.5W DCDC电源变换器,其方案采用DPASwi
12、tch :DPA424R,DCIN3675V,输出为3.3V/5A,输出功率为16.5W.采用400kHz同步整流技术,显著降低了整流器的损耗.当VIN为48V时,电源效率=87. 该变换器具有完善的保护功能:包括过电压欠电压保护,输出过载保护,开环故障检测,过热保护,自动重启动功能、能限制峰值电流和峰值电压以避免输出过冲 与分立元器件构成的电源变换器相比,可简化电路设计: 由C1、L1和C2构成输入端的电磁干扰（EMI）滤波器，可滤除由电网引入的电磁干扰。 R1用来设定欠电压值（UUV）及过电压值（UOV）,取R1=619k时, UUV=619k50A2.35V=33.3V,UOV=619k
13、135A2.5V=86.0V.当输入电压过高时R1还能线性地减小最大占空比,防止磁饱和 R3为极限电流设定电阻,取R3=11.1k时,所设定的漏极极限电流ILIMIT=0.6ILIMIT=0.62.50A=1.5A. 电路中的稳压管VDZ1（SMBJ150）对漏极电压起箝位作用,能确保高频变压器磁复位,该电源采用漏源通态电阻极低的SI4800型功率管做整流管,其UDS(max)=30V, UGS(max)=20V, Idmax =9A（25）或7A（70）,峰值漏极电流可达40A,最大功耗为2.5W(25)或1.6W(70). SI4800的导通时间tON=13ns(包含导通延迟时间td(ON
14、)=6ns,上升时间tR=7ns)关断时间tOFF=34ns(包含关断延迟时间td(OFF)=23ns,下降时间tF=11ns),跨导gFS=19S.工作温度范围是55150. SI4800内部有一只续流二极管VD，反极性地并联在漏源极之间（负极接D,正极接S）,能对MOS功率管起到保护作用.VD的反向恢复时间trr=25ns。,五、典型电路实例分析,功率MOS管与双极型晶体管不同,其栅极电容CGS较大,在导通之前首先要对CGS进行充电,仅当CGS上的电压超过栅源开启电压UGS(th)时,MOS管才开始导通.对SI4800而言,UGS(th)0.8V.为了保证MOS管导通,用来对CGS充电的U
15、GS要比额定值高一些.而且等效栅极电容也比CGS高出许多倍。 SI4800的栅源电压（UGS）与总栅极电荷（QG）的关系曲线如图7所示.由图7可知 QG=QGSQGDQOD（1） 式中：QGS为栅源极电荷；QGD为栅漏极电荷，亦称米勒（Miller）电容上的电荷； QOD为米勒电容充满后的过充电荷。,当UGS=5V时,QGS=2.7nC,QGD=5nC,QOD=4.1nC,代入式（1）中,总栅极电荷QG=11.8nC.等效栅极电容CEI等于总栅极电荷除以栅源电压,即 CEI=QGUGS（2） 将QG=11.8nC及UGS=5V代入式（2）中,可计算出等效栅极电容CEI=2.36nF.需要指出，
16、等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即CEICGS）,因此,应按CEI来计算在规定时间内导通所需要的栅极峰值驱动电流IG（PK）.IG（PK）等于总栅极电荷除以导通时间.即 IG=QGtON（3） 将QG=11.8nC，tON=13ns代入式（3）中，可计算出导通时所需的IG(PK)=0.91A。 同步整流管V2由次级电压来驱动，R2为V2的栅极负载。同步续流管V1直接由高频变压器的复位电压来驱动，并且仅在V2截止时V1才工作。当肖特基二极管VD2截止时，有一部分能量存储在共模扼流圈L2上。当高频变压器完成复位时，VD2续流导通，L2中的电能就通过VD2继续给负载供电，维持输出电压不变。辅助绕组
17、的输出经过VD1和C4整流滤波后，给光耦合器中的接收管提供偏置电压。C5为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间由C6决定。 输出电压经过R10和R11分压后，与可调式精密并联稳压器LM431中的2.50V基准电压进行比较，产生误差电压，再通过光耦合器PC357去控制DPA424R的占空比，对输出电压进行调节。R7、VD3和C3构成软启动电路，可避免在刚接通电源时输出电压发生过冲现象。刚上电时，由于C3两端的电压不能突变，使得LM431不工作。随着整流滤波器输出电压的升高并通过R7给C3充电，C3上的电压不断升高，LM431才转入正常工作状态。在软启动过程中，输出电压是缓慢升高的，最终达
18、到3.3V的稳定值。,五、典型电路实例分析,为满足高频、大容量同步整流电路需要,近年来专用功率MOS管不断问世,典型产品有: FAIRCHILD公司的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015; Philips公司的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOSTM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制,漏源极通态电阻仅为0.0155. IR公司的IRL3102（20V61A）、IRL2203S（30V116A）、IRL3803S（30V100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013、0.007和0.006，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3
19、V.这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。 国外IC厂家开发出的同步整流集成电路(SRIC)： IR公司的IR1176是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。其可不依赖于初级侧拓扑而单独运行,且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂电路。IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DCDC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DCDC变换器的设计。若配上IRF7822型功率MOSFET，可提高变换器的效率。当输入电压为48V，输出为1.8V、40A时，DCDC变换
20、器的效率可达86，输出为1.5V时的效率仍可达到85。 Syncpower(擎力科技)的SP6013A(反激式)、SP6018(谐振式)和SP6019(正激式)等,六、同步整流的功率MOSFET最新进展,同步整流驱动器SP6019是一颗智能型的控制IC，其能够模拟整流管的开关时序，在搭配SR Mosfet (低导通电阻)以节省在整流回路上的损耗。 SP6019的同步信号是抓取 SR Mosfet 上的 泄极到源极的电压信号 ( Vds )，再透过内部的 dV/dt的负缘判断电路来启动 SP6019 的动作开启点，这样的判断方式可以容易的让SP6019使用于不连续的工作模式 ( DCM mode
21、 )。 SP6019内部有预测式控制判断电路，可以让SP6019 输出驱动信号于二次测的续电流结束前提前截止。还可利用外接电容可以调整提前截止的时间 ( 死区时间 dead time ) 以避免SR Mosfet交越。,2. 同步驱动工作原理,七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析,设计原理图,七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析,3.1 输入电压与输入电压拴锁： 若SP6019 Pin 7 Vdd串接5.1R 其工作电压可工作10.516V间，最大的静态输入电压为17V；建议在输入电压端点对地并接电容10uf，当 SR Mosfet 越多时所需的外挂电容值越
22、大.输入电压拴锁为 拴锁启动电压,约为10.5V左右。 3.2 同步信号的抓取： SP6019是抓取 SR Mosfet 上的 泄极到源极的电压信号 ( Vds )，且 PIN 8 SYNC内部箝制电压约为 5V、所以我们利用两个电阻来线性分压取得同步信号。 3.3 负缘判断控制说明： SP6019内部有两的电压比较器 3.9V与0.9V，当SR Mosfet Vds 在负缘时 SP6019会计算 通过3.9V到0.9V的时间、如果计算的时间在所定的RT时间内就触发 SP6019 PIN 6MOSG-C。这样的控制法可以避免在无次极侧续流电流时误触发。图四： 3.4 预测式控制说明： 在SP6
23、019内部的预测式控制电路，会计算周期启动时间以步阶的方式调整启动时间。且预设波形与真实的SR Mosfet Vds做比较以避免有交越的动作.可利用PIN 2 Pred 外加电容对地来增加 死区时间 dead time .图五 5.5 动态调整控制说明： 在SP6019内部的动态调整控制电路，会计算每周期启动时间地变化;当下一周期PWM on_time；T2-T1 600ns时，SP6019 会立刻的将PIN 6 输出工作缩减至1us，以保护SR Mosfet 不会交越动作。图六：,3.工作说明,七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析,续流管Q13 Vgs和Id 波形,整流管Q
24、12 Vgs和Id 波形,死区时间1.46us,死区时间5.38us,改变C601容值560/50V151/50V,4.死区时间及双管导通分析,七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析,Q13 Vds和Id,Q12 Vgs和Id,Q13 Vgs和Id,Q12 Vgs和Id,七、GW-EPS1000DA(90+)同步整流设计分析,预置同步信号抓取,八、同步整流典型案例分享,案例背景,主板通电后Q1 A06601炸机频繁发生(右图),立案分析如下:,分析过程,1.首先量測AO6601 pin1(low side gate)以及pin3(high side gate) waveform
25、-右图,Ch1 黃色的部份是high side, Ch2 藍色的部份是low side, ch3 是Vin的部份(紫色),分析: 可以看到不管是high side 或是low side 皆有induce 電壓堆疊的作用當high side 及low side 關掉的時候。 High side 彈起約1.8V但在low side 彈起的同時(low side 約0.7V) high side最低約為0.6V, 因此有可能會造成 high low side 同時導通的現象。 由于實驗的AO6601 low side Vgs(th)值較高的關係, 而沒有被燒掉, 另一方面也可以從Vin 電壓也可以看
26、出並沒有短路的現象(因為若是短路, 電壓會往下drop), 但目前沒有此現象。,八、同步整流典型案例分享(续),2.考虑到驱动限流电阻的影响,对比量测1R和10R是否引起同时导通现象下图,R91和R93電阻为1量測waveform,只將high side R9 1換上10的gate.目的是想要將high side 的開啟時間延後, 避開同时导通問題,但结果沒有差別,3. 考虑到high low side gate 的走線較長, 懷疑線感較大, 因 Vl=L*dt/di , 走線越長所產生的L就越大L越大電壓就越容易堆疊. 量測AO6601 pin3 的波形, 同時比較R91另一端BCM4716所送出的gate驱动電壓, 發現竟然差了0.32V(1.86V - 1.54V ).此電壓差別相當多，卻也相當margin. 若是有較低Vgs(th) 值(规格为0.6V)得Low sige 或是較早導通(高Vgs(th)的mosfet 就容易造成短路並擊穿,量測AO6601 第三pin (high side gate) 的waveform(黃色的部分),BCM4716所送出的gate驱动電壓(蓝色的部分),七、典型案例分享(续),改善对策,Thank You,