《大功率工业电源技术总结.ppt》由会员分享，可在线阅读，更多相关《大功率工业电源技术总结.ppt（95页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、350W工业电源技术总结,一:拓扑结构 二:控制芯片介绍和使用 三:主要线路部分的设计 四:开发设计中存在的问题和分析处理 五:总结,一:拓扑结构,1:拓扑形式 电源输入功率为350W,采用APFC外加FORWARD的结构形式. 2:优点 采用有源功率因素矫正,降低谐波分量,以能达到谐波等级限制标准,提高功率因素. PWM部分采用单管正激方式,线路架构简单.虽然增加了一个输出储能电感(对反激而言),但相对可以使用较小的磁性器件和输出电容.相对纹波电流较小. 3:缺点 相对反激而言,增加了一个输出储能电感,而且对PWM部分的开关管耐压要求较高.对管子的选型比较困难,二:控制芯片介绍,1:PFC控
2、制芯片介绍 PFC部分采用的是FuJi的FA5502控制芯片,该芯片同样是平均电流控制方式,有16个脚.见方块图,(1)振荡器部分 振荡器通过电容的充放电产生0.33.4V的锯齿波,振荡器的频率由 RT;CT的参数决定,改变充电电阻和电容的值,可以设定最大占空比的值.,振荡锯齿波输入到PWM比较器,用来决定输出脉冲的最大占空比.具体情 况是在CT放电期间,一个信号被送到输出电路部分,强制输出为低电平.,SYNC脚是同步信号输入控制脚,用来作同步工作,当希望和其余部分同 步工作时,设定的频率必须比外部的同步信号低10%.,输入脚内部有一个约16K的对地电阻.通常方波同步信号经R;C微分, 输入到
3、同步脚的电压在CT放电期间被设置到1V以下,具体波形需满足以下 条件.,最高振幅不能超过5V,CT放电周期之内,因为使用的同步方波信号是外部信号,决定了输入到同步信号脚的幅值 故有可能按照上图2的方式无法产生图上所需的合适波形,鉴于此情况,可 在SYNC脚上到地之间加一个电阻可解决此问题.,外加辅助电阻,钳位二极管,注意:二极管防止CSY电容在微分时的负电压加到SYNC脚,从而损 坏IC,使用一个低压差的肖特基二极管比较好,当不用该功能时,将该脚接 地以避免不必要的干扰.,(2)电压误差放大器和过压限制电路 ER.AMP为一个误差放大器,用以建立一个电压反馈环,以保持输出电 压的稳定,同相输出
4、端连接到内部基准1.55V上.,误差放大器的输出端为VFB脚,在VFB和VIN- 之间加RC补偿网络,其电压的门限增益和截 止频率的表达式见下图.,输出电压:,如果100Hz或120Hz的纹波信号出现在误差放大器的输出端,PFC电路可 能出现不稳定的现象.因此补偿网络C1和R4的参数,在100Hz和120Hz时的 增益应尽量小.同样,设定截至频率的范围到1Hz以确保稳定工作.事实上 最适宜的参数应该视实际电路调试而定. 过压保护比较器采样信号和电压反馈信号可以同一个采样点采样,当电 压升高到正常值以上时,限制输出电压的继续升高,其电压限制值见下式:,(3)乘法器 乘法器为电流误差放大器产生一个
5、电流参考信号.整流后的线电压经电阻分压后送到VDET检测脚.考虑到乘法器的动态范围,在设计分压电阻参 数时,必须保证该脚的电压峰值范围在0.65V-2.4V.VFB脚正常工作在1.55V 以上,在此情形下乘法器的输出电压Vm的近似表达式如下:,其中K:为乘法器部分的输出电压因子,当VFB脚电压低于1.55V时,补偿电路对轻载工作状态进行补偿.如下图,Vm通过一个11K的电阻连接到电流误差放大器的输入端(IIN-).具体的输入和输出特性参考厂商的特性图,(4) 电流误差放大器和过流限制电路 电流误差放大器通过建立一个电流环去控制线电流近似正弦波.乘法器输出端通过一个电阻连接到电流误差放大器的反相
6、输入端(IIN-)作为参考信号.电感电流由16脚(IDET)检测.IDET脚正常工作时电压范围在0-1V之间.1脚(IFB)和2脚(IIN-)之间的RC为补偿网络,补偿网络的参数必须留有合适的裕量,具体的参数需视实际调试而定. 过流限制电路由一个过流限制比较器控制,其限制电压典型值为-1.10V,如果IDET脚有干扰噪声,可通过该脚的电阻和电容进行抑制,建议电阻不超过27.,(5)PWM比较器 PWM比较器的结构由振荡器输出VCT和电流误差放大器输出VIFB进行比较.当VCTVIFB,PWM输出高电平,但值得注意的是当锯齿波在放电周期时,输出脚被强制为低电平,从而来限定最大占空比.,CS脚为软
7、起动脚,启动时内部恒流源(11uA)给该脚外接电容充电,启动时的脉宽由VFB脚和该脚中电压较低的一个决定.在最大占空比时,VIFB和VCS为一个恒定电平,VCS约为7.5V(内部稳压管),输出脉宽不由VIFB决定.具体波形见下图Fig.10:,(6)ON/OFF控制信号 该控制信号由一个滞回比较器构成,去控制芯片的ON/OFF状态,当该脚 电压达到3.95V(Typ)时,芯片开通.而当降到2.8V或更低时关断. 在OFF模式下,参考基准电压关断,CS脚和输出脚电压近似为0V.芯片消 耗200uA(max)的电流,比工作时小的多,这样在某些场合可以实现低的待 机功耗的要求. 控制ON/OFF信号
8、的电流非常小,约500nA,如该控制信号由外部加入, 控制信号的电压不论在工作或停止状态下,都不要超过VCC的电压,以防止 内部误差放大器的工作不正常.,如果控制信号不由外部控制,通常通过一个10K-1M的电阻接到VCC上,此时该脚电压近似于VCC电压,(7)输出电路部分 VC端(PIN9)脚为能量输出端,和芯片的VCC相互独立,可以允许在开通 和关断时的驱动电阻相对独立,具体情况见下式,在待机状态下,输出端输出为低电平,如果MOSFET的漏极有振荡存在,由于D-G之间存在寄生电容,故可能导致输出脚(Pin8)低于0V.如果输出脚电压低于-0.3V,那么一个电流可能通过寄生元件流入IC,从而使
9、之发生故障.鉴于此,在输出脚和地之间接一个肖特基二极管可以防止寄生电流流向IC. 如果VC脚电压不是取自于VCC脚,那VC脚的电压即使在起动或不工作状态下都不能超过VCC脚的电压.,(8):欠压锁定电路,当VCC电压跌落时,该IC有一个欠压锁定电路,以防止发生损坏.当VCC电压从0V上升时,必须达到该IC的起动电压16.5V(典型值),芯片才能正常工作.如果VCC电压在芯片启动以后,必须跌落至8.9V(典型值),芯片才会停止工作.当IC停止工作时,欠压锁定电路工作,输出脚和CS脚输出低电平,必须重新达到起动电压芯片才能继续正常工作.,(9)轻载补偿电路 如果乘法器的输出和电流误差放大器的输入没
10、有失调电压,在PFC空载工作条件下,那输入到变换器的电流近似为0.但是,事实上实际的乘法器和误差放大器都存在失调电压.如果失调电压为负,当PFC空载或轻载工作时,对应于失调电压产生的电流恰好流入到变换器.在此情况下,由于输入电流比较大的缘故,会导致输出电压上升到非正常值. 为避免该现象,该款芯片有轻载自动矫正失调电压的电路.误差放大器的输出电压在正常工作时近似1.55V或更高. 如果输出电压低于1.55V,该电路工作.如果为负的偏移分量,在PFC变换器工作于轻载或空载状态下,误差放大器的输出电压将跌落到1.55V以下,此时失调电压经乘法器电路部分进行矫正.由于具有该功能,无论在轻载或空载工作状
11、态下,PFC的输出电压也不会导致异常升高,而一直保持稳定. 具体情况见以下图形,Operation outline of compensation circuit for light load,(10)设计建议 :VCC电路 VCC电压可由PFC电感的辅助绕组提供,具体见下图,在该电路中,R8是启动电阻.其阻值必须按照下列公式以满足芯片的启动所需的30uA的电流,该公式是芯片启动所需的最低条件.事实上,决定该值的因素是由实际启动所需的时间决定的,具体的启动时间视实际情况而定. 在稳定状态,VCC由电感的辅助绕组供给.当IC刚开始启动时必须能提供足够的能量时间以维持到辅助绕组上升到所需的电压.所
12、以连接到VCC脚的电容的值必须保证在一个周期内能够维持工作所需能量,而不至于跌落到芯片的关断电压以下.该电容的值由实际的情况决定,因为不同的电路所表现的情况是不同的.,在PFC启动以后,由于负载或输入的变化,VCC也会发生跌落现象.为了预防芯片发生上述现象,下面电路有效地延长了VCC电压的保持时间,这样即可以解决启动时防止电容过大引起启动时间过长,又可以通过使用大容量的电容C6来延长VCC的保持时间.,在上述几种方案中,VCC电压在轻载条件下不能提供足够的能量.在下述线路中可以有效提高VCC的电压.C7和R9的近似值应视具体的实际电路而定.因为这取决于每一个不同电路的参数.(目前电源都采用了该
13、方案),如果VCC不由电感的辅助绕组提供,而由外部能量提供,必须注意一下几点: 为了芯片能够启动,VCC电压必须在芯片的启动电压之上(17.5Vmax),启动后,电压的推荐范围在10-28V之间 如果有一个噪声出现在VCC脚上,就有可能会导致不正常的现象产生.为了减小该噪声,当使用外部电源供电时,在紧靠VCC脚的地方加一个电容,抑制噪声在0.6V以内,以预防出现问题.,Boost 变换器的设计 下图是用于PFC变换的boost的基本电路,输出电压 为了确保PFC变换器的稳定工作,设定输出电压时,最少要比输入电压的最高峰值电压高10V以上,而且输入电压必须是正弦波.则输出电压的值为,PFC电感
14、当PFC变换器工作在电流连续模式时,通过设定电感上纹波电流和输入电流的比值来确定PFC电感的近似值.,其中 Vin: AC输入电压的有效值 : 纹波电流和输入峰值电流的比值 近似取0.2 fs : 开关频率 (Hz) Pin : 最大输入功率 (W),电流检测电阻Rs Rs为电流检测电阻,检测电感电流,以控制线电流为近似正弦波.由于过流限制电压(-1.1V)的因素,峰值电感电流的限制值为,故在输入到IDET脚的电压不能太偏离-1V,不然过流限制电路在正常状态下将无法工作.所以Rs的计算遵循以下公式,其中: Vin(min) : AC输入电压的最小值(Vrms有效值) Pin(max) : 最大
15、输入功率 (W),事实问题是,峰值电流的变化和开关纹波电流;电路效率等有关.所以具体的确定值还要以实际电路应用为准.,滤波电容 PFC变换器输出电压包含整流后的二次线电压频率的纹波电压,输出电压的瞬时值的近似表达式为,其中: Io: 输出电流 =2f0 ( f0 : AC交流频率 Hz ) Co: 输出滤波电容 因此输出纹波电压,使用上述公式,决定所需电容值.该芯片的过压检测电路是检测的输出电压的瞬时值.因此为了能够正常工作,滤波电容上的电压的瞬时值包括纹波在正常情况下不能超过过压保护的限定值.,轻载状态下输出电压的补偿 补偿电路防止在轻载或空载时,发生过电压的情况.但是,在该情形下仍然会发生
16、补偿不足导致过电压的现象.为了预防过压,必须满足下列条件: 连接到IDET脚的噪声抑制电阻必须小于27. 电流误差放大器的直流增益电阻R10不能连接,输出电压和过压保护设定的注意点 在实际电路中,输出电压的下降会因输入电压和负载电流的大小相关 因此,输出电压可能比根据公式实际计算出来的要低.当设计输出电压的值时,要对实际的线路进行充分评估. 在实际芯片中,过压保护值的基准设定在输出电压基准的1.058倍上.如果过压保护点的取样点和电压反馈电路相同,则过压保护电压为输出电压的1.058倍.如果想过压保护限定值独立于输出电压的限制时,可参考下图, 输出电压的调整 在上面提到,按照fig.6的电路,
17、输出电压可能会随输入电压和负载电阻的大小而变化.因此在某些地方会造成一些问题.在下面的电路中能够提高调整率.,在此线路中电压增益的表达式如下,最适宜的值还是视具体的线路而定 设定在100Hz和120Hz的电压增益和变化之前的补偿值相同,确定C8,C9,R13的值,以满足下列关系: 根据下列表达式设定fz从几赫兹到几十赫兹之间,根据下列表达式设定fp的值,使fp/fz的值约为10左右,具体的参数可参考厂商给定的参考范例电路 C8=0.033uF; C9=0.15uF; R13=330K; R3=100K 该参数只是作为设计时的参考,并不意味着在任意电路中都适用. 在该电路中,在决定电路的参数之前
18、,必须进行充分的评估,因为该参数不仅是关系输出电压状态稳定的特性,还牵涉到对线电压的瞬态响应速度和负载电流的变化.,防止低频时的断续开关 在有些应用中可能发生低于10Hz的低频断续开关现象,为了避免该现象可以采用下述方式.其为典型的防止断续工作现象的电路,也许对某些电路不一定有效,但能改变PFC电路的一些特性. 降低电压误差放大器的直流增益.具体地,去掉Fig.6电路中的电阻R4.不过值得注意的是,这样做会降低线性和负载调整率. 调节电流误差放大器的偏置电流.在基准脚和IIN-之间连接一个1M或更高阻值的电阻.见下图 但值得注意的是,在此情况下输入电流会有畸变,并且功率因素也会有稍许下降,改变
19、电压误差放大器补偿网络的参数(见Fig24),但同时也会改变瞬态响应时间.,振荡器和最大占空比的设定 在振荡器放电周期内,输出端被强制为输出低电平,故决定了最大占空比. 振荡器的放电周期可由连接到CT脚的RT和CT进行改变.如果在一个振荡网络中得到一个相同的频率,那么减少放电时间就可以提高最大占空比.在该线路中可以通过提高RT的值和减小CT的值来得到.具体可见特性图,最大占空比会影响到输入电流波形等,所以在实际中应仔细考虑其值,太小的电容会由于噪声的影响不能提供一个稳定的振荡波形.最小应该不低于330pF或按照推荐要求使用.,同步振荡器的使用注意点 如果外部同步信号不是一个方波或一个梯形波,则
20、RC微分电路不一定能产生满足Fig.3所需的波形.对此情况可以把外部同步信号先输入到比较器或相关电路转换成方波,然后再输入到芯片的同步RC微分网络. 预防噪声引起的问题 实际噪声可能会出现在芯片的每一个脚上,从而引发工作异常.如果是干扰噪声引起的异常,可参考下面的建议,以确保实际电路应用中不会出现该现象. 电容是抑制噪声的有效元件,因尽可能地在靠近芯片引脚的位置增加电容,REF脚:该脚是提供连接到芯片的每一个基准电压的参考源,该脚如果有干扰也会导致芯片工作异常,所以在靠近该脚和地之间加一个0.1uF或更大的电容可以有效抑制干扰. IDET脚:如果该脚出现较大噪声,也会引起芯片不能正常工作.可以
21、在该脚对地之间加RC滤波网络来抑制该噪声.,OVP脚: 该脚出现干扰也有可能导致误保护,同样也可在该脚对地之间加一个电容来抑制噪声. CT脚: 如果该脚出现噪声,可能会导致振荡频率和输出脉冲的异常.振荡电容和芯片CT脚之间的引线距离应尽可能的短,这样才能有效地抑制噪声.最需要注意的是,该脚的地线应尽量避免和其余干扰大的地线共线. VCC脚: 该脚噪声大时也会引发芯片工作异常.尽可能在靠近芯片VCC脚的对地加一个电容来抑制该噪声.如果芯片的供电电压由别的电源供给,那么所加电容的值应确保噪声电压在0.6V以内.这样才能确保芯片工作正常. IDET脚的电压 IDET脚的电压用以监测电感电流,最大为-
22、10V.在常用的boost线路中,当刚接入AC交流电时,由于有输出滤波电容的存在,会产生一个很大的冲击电流.该电流可能会远大于正常工作时的电流,由此带来的结果是会产生一个很高的电压加到该脚.为了防止哪怕是短暂的高电压加到该脚,必须采用有效的方法来进行抑制.可以采用加入限制峰值电流的线路或采用如下方法:,实际目前在设计中,采用了在RS上加两个串连的二极管来防止该问题 IDET脚设定为负电压采样,而其余脚如果加入比较高的负电压的话可能会导致芯片内的器件工作异常而发生故障,故要注意加到芯片其余脚的电压不能比IDET脚的电压低-0.3V,2:PWM控制芯片介绍,(1)该芯片特别适用于AC-DC的变换设
23、计.能够直接快速驱动和关断MOSFET.该芯片不光具有高的振荡频率和快速驱动的典型特点,而且还具有过流响应速度快,灵敏度高.是一款真正意义上的高速开关控制器.它的另外一个特点就是在发生过载或短路时的电流保护功能,由于内部集成了timer-type控制电路,故外围只需要添加很少的元件. (2)特点: 在500Hz工作频率下驱动MOSFET时,输出电流峰值可到2A;上升时间60nS,下降时间40nS;改良的图腾柱输出具有更小的工作电流. 启动电流-90uA;启动电压(16V)和关断电压(10)的值相差很大,可以使用较小的VCC电容 更高耗散功率的封装形式能承受驱动MOSFET时所产生的热量 内置大
24、容量的图腾柱输出;外围保护电路也比较简单 逐个脉冲检测的快速电流检测电路;过流时间隙工作保护功能 过压闭锁电路和欠压锁定电路功能,(3)启动电路部分 当VCC从低电平升高到启动电压时,启动电流极低,典型值只有90uA.在此过程中只有有限的几个用以控制输出为低电平的元件工作.ICC电流用以维持该工作状态.大的启动和关断之间压差使电源的启动变得简单,(4)振荡电路部分 振荡波形是锯齿波.锯齿波的上升时间决定了输出脉冲的每个周期的最大高电平时间,由外部电阻Ron和CF决定;而死区时间由下降时间决定,主要由ROFF和CF来决定. 当断续和振荡控制电路不工作时,振荡器正常运行 Fig.4显示了电流限制电
25、路不工作时的振荡器的充放电等效示意图,它意味着此时断续和振荡控制电路未工作,流过Ron的电流是由5.8V的恒压源提供的,当内部开关SW1处于充电侧时,CF以流过RON大小的电流充电,其充电电压的上升率是,VT-ON=4.5V,最大开通时间约为,当SW1和SW2处于放电侧时,CF通过Q2,Q3和Q4放电,放电电流的大小约为ROFF电流和1/16的Ron电流之和.,振荡器的振荡周期为最大开通时间和最小关断时间之和.另因芯片内部具有的温度补偿功能,所以振荡频率和死区时间不会受温度的影响.,该图为正常状态下的振荡波形,CF端的电压下降率为:,最小关断时间约为:,其中:,当断续和振荡控制电路工作时,振荡
26、器的工作状态 当过流信号加到CLM+或CLM-端时,过流限制电路,断续工作线路和振荡控制部分电路开始工作,在该情况下,T-OFF端的电压取决于VF端的电压.这时振荡频率会下降且死区时间会增加. 振荡波形的上升速率,振荡波形的下降速率,其中:,所以当VVF3.5V时,芯片的运行状态和电流限制电路不工作状态相同,最大导通时间也和断续工作线路和振荡控制电路没有工作时一样.其表达式为:,最小关断周期的近似表达式为: 振荡周期为式(7)和式(8)的和,见Fig.7,芯片内部电路在启动时会消隐掉第一个输出脉冲,输出波形从第二个脉冲周期才开始出现,这是因为CF端在第一个周期的充电时间比稳定运行状态下的时间长
27、,通常情况下,VF端的电压是与调节器的输出电压成比例的.所以当过流发生时,调节器的输出电压会变低,关断时间会变长.从原边可以有两种方法取得该控制信号,它的电压取决于辅助绕组的输出电压.对于反激电路来说,辅助绕组或其余绕组的电压取决于输出电压;而对于正激来说,输出电压取决于电感上的电压和开通时间.输出磁环上的电流在过载时会进入连续状态,这就是所谓的电流连续情况. Fig.8所示为正激情况下的VF脚的一种应用方法,(5)PWM比较器和PWM闭锁电路部分 PWM比较器和闭锁电路如Fig.9,当F/B端与地之间接一定的电阻时,输出波形的导通时间和CF端的上升时间一致.当F/B脚有一定的电流流出时,图9
28、中A点的电位就取,该处的电流的大小.当F/B脚输出电流足够大时,A点的电压会接近与地电压.PWM比较器将振荡器的锯齿波信号电压和A点电压进行比较,当锯齿波电压高于A点电压时,闭锁电路置位.在死区阶段,会输出一个高电平将闭锁电路复位.所以B点电压和闭锁电路的输出波形见Fig.10,而最终的输出波形,也即C点的波形取决于B点和死区时间的逻辑信号的共同作用.,(6)电流限制部分 在A点电压和VF端电压进行比较时,如果有电流限定信号出现,那么该信号会使输出脉冲关闭,并且持续到下一个周期,它们之间的关系如图:,电流限制电路有两个检测端;一个位+200mV输入端,另一个位-200mV的输入,端,如果输入信
29、号中任何一个超过它们,电路都会被锁死.如果电流限制电路工作,输出端不会有任何波形,这个状态要维持到死区时间才会被重新复位.电流限制能够检测每一个周期的波形,所以才被称着逐个电流脉冲限制. 建议最好使用CLM-而不是CLM+端作为检测,因为这样可以避免驱动MOSFET的电流的影响,以及这两个输入端最大输入电压(-4V+4V)的限制. 由于功率开关管的开关和缓冲电路;变压器的寄生电容等引起的噪声会加到RCLM上,引起工作的异常.为了消除该噪声电压,可以加如图Fig.12所示的由RNF和CNF组成的低通滤波器.RNF的适用范围为10-100,这个范围的电阻不会对CLM端所需的200uA的电流产生影响
30、,并可以通过设定足够的CNF的值来消除噪声电压.,(7)断续工作和振荡控制电路 当内部限流电路开始动作,并且VF电压低于3V时,死区时间会增大并且断续和控制振荡电路开始工作.它能产生一个控制振荡电路和断续工作电路的信号.见Fig.13时序图.当断续和振荡控制电路输出高电平时,振荡波形取决于VF端的电压,并且此时断续工作电路开始工作.,(8)断续工作电路部分 当断续和振荡控制电路的输出信号为高电平且VF端的电压低于VTHTIME时,断续工作电路开始动作.其逻辑方框图见Fig.14,当VF端电压高于VTHTIME 的3V时,三极管Q处于导通状态,所以CT脚的电位接近于地电位.当VF端电压低于VTH
31、TIME的3V时,三极管Q关断,CT脚有被充电的可能.在此情况下,如果断续和振荡控制信号输出为高电平,开关SWA会闭合(SWB打开),电容CT会被120uA的恒流源进行充电,CT端的电压会上升,输出脉冲只有在此阶段才会产生.,当CT端电压达到8V时,逻辑控制电路会控制SWA关断SWB闭合.CT端电压会通过一个15uA的恒流源进行放电.在放电期间芯片会停止工作(见Fig.15)只有当CT端电压下降到低于2V时,芯片才会被复位到原始状态.逻辑控制电路会使SWA导通,SWB关断,重复该状态.这样功率电路中的元器件包括输出整流二极管就不至于会因过热而发生损坏.,Fig.16显示这种工作状态下VCC于I
32、CC的关系.在此状态下变压器的VCC绕组不对芯片供电,而是通过连接到bulk电容的启动电阻进行供电.如果启动电阻选择一个合适的值,则VCC电压就会在一个比较合适范围内变化.当该功能不用时建议将CT脚接地.在此状态下,当电源过流限制功能动作时,而且VF端电压为低时,芯片既不会停止工作,也不会转入断续模式,只是振荡频率会降低而已.,(9)电压检测电路(DET)部分 DET脚可用来控制输出电压.它可用在反激电路中或可能出现主次绕组共地的正激电路当中,电压由变压器的匝比决定.其内部功能电路和三端基准431非常相似.见下面两份等效电路图,从上图可知,OPAMP输出端有吸收电流的能力,当DET脚高于2.5
33、V时,输出端为高阻状态.而当DET脚电压低于2.5V时,输出端即F/B立即反相.所以建议在F/B和DET脚之间串连RC补偿网络作为相位补偿.有一点值得注意的是,不能直接串连电阻,因为两点电位不同,必须加一个隔直电容.,(10)ON/OFF电路部分 电路原理见Fig.19电路.当有电流流入ONOFF脚时,Q4导通,开关运行停止,当没有电流流入ON/OFF脚时,Q4关闭,开关运行.由于Q4基极的恒流源存在滞后特性,运行时电流为20uA,而停止时只有3uA,所以即使ON/OFF信号变化较慢时也不会出现运行不稳定的现象. Fig.20所示ON/OFF的连接方式.当开关打开时无输出脉冲,开关闭合时工作.
34、还可以用光耦或三极管替代开关.当不需要ON/OFF功能时,就不需要接30K-100K的电阻,只要把ON/OFF直接接地就可以了.,(11)过压保护电路部分 过压保护电路是基于Q2,Q3构成的正反馈电路见Fig.22,当控制信号加到OVP脚时(阈值电压约为750mV),Q2和Q3导通,芯片停止工作.当OVP不动作时I2的电流约为150uA,而当其工作时却下降到2uA.触发OVP动作需要有比I2大的多的电流(800uA-8mA).减小I2的原因是在OVP状态,只通过启动电阻维持OVP的状态,故很小的ICC是必须的在OVP状态下芯片所需的待机电流特别小只需要20uA左右.但另一面,当供给电压较高时,
35、输入电流也比较高,所以通过启动电阻到提供给芯片的电压不能过高.此特性图见Fig.23,OVP端的电流在输入电压低于阈值电压时为I2,当高于阈值电压时为流入Q3的基极以及Q2的集电极流向Q2的基极的电流之和.为保证OVP能维持闭锁状态,该脚的电压必须高于Q3的Vbe电压.所以需要注意如果OVP和地之间接有电容,即使Q2导通瞬间输出一个电压,但如果不能将电容上的电压充电至Q3的开通电压,也不会产生闭锁动作. 如果要使OVP闭锁功能取消,必须使OVP脚的电压低于OVP开始动作的最低值,或者使VCC的电压低于OVP的复位电压(其复位电压约为9V).,如果输入的bulk电容不是很大,那么切断电源的输入电
36、压来重新复位可能会使用更短的时间.,(12)输出部分 该芯片具有驱动MOSFET的高的输出和吸入电流的能力.众所周知,图腾柱具有该能力.但是它的缺点就是高的直通电流. 比如,如果M51995仅仅是普通的图腾柱输出,该电流能达到1A的值,在超过100kHz的高频应用中,该电流是一个非常重要的影响因素,它不光会导致比较大ICC电流和芯片的发热,还会引起电压噪声. 该芯片采用改进的图腾柱的线路,不会因开关速度的提高而导致情况越来越恶化,其直通电流的值约100mA.,(13)M51995芯片的应用注意点 无需输入欠压锁定时的启动电路,当启动以后,芯片的电流ICC由CVcc提供.在正常工作条件下,芯片由
37、变压器的辅助绕组提供能量.绕组的感应电压必须大于芯片的停止工作电压的下限值.正常情况下,推荐该芯片的工作电压为12V-17V,适宜的驱动门限电压为10-15V(因该芯片的输出电压VOH比VCC低2V左右).VCC绕组的电压不需要高于芯片的启动电压,这样会引起较大的驱动损耗,但是太低又不能保证MOSFET完全开通.,需要设定输入电压启动和停止时的启动电路,见Fig.25:推荐使用在正激或辅助绕组为正向导通的线路中.芯片的启动和停止电压固定在一定的值.由于芯片的低启动电流,故可以设定如上电路,输入电压的启动值由R1和R2的值决定.而芯片的停止工作的输入电压由变压器VCC绕组的电压决定.,输入电压启
38、动和停止的数学表达式如下,其中:,VIN(STARTA)必须比VIN(STOP)高.当在反激或辅助绕组为反相导通时, VIN(STARTA) 的电压可以确定,但是VIN(STOP)却无法进行确定,所以如果需要就必须要通过辅助电路来实现.,设计VCC时以及VCC和其地线布局的注意点 为避免芯片工作异常,VCC应尽量减小因主变压器的绕组感应而产生的突变或尖锋电压.如果需要避免尖锋电压,那么VCC和地之间必须有较好的高频特性.在设计PCB板的导线分布时,应认真参考Fig.26所示方法.,a:芯片的内部发射极的地线必须独立走线 b: CVCC必须尽可能靠近芯片,而且直接连接到芯片VCC脚上 c:芯片的
39、集电极(COLLECTOR)脚也最好独立走线,和VCC分开 d:芯片的其余外围元件连接到地的引线也需尽可能短.,能保证可靠启动的能量供给电路 当芯片刚开始启动工作时,VCC电容上的电压CVCC会降低,直到变压器的辅助绕组给它提供能量之前.同样芯片的工作电流会突然增加,在Fig24;Fig25中,当VCC充电时间很短时,有可能在启动时VCC电压会不稳定.如果辅助绕组的电压比CVCC上的电压高得多,这种现象可能只会出现在一个周期内,而如果绕组电压接近芯片的关断电压,就会比较严重.解决这种现象可以参照Fig.27的线路,其中CVCC2的容量可比CVCC1大五倍左右.,过压保护电路(OVP)部分 为了
40、避免干扰噪声加到OVP脚引起误动作,建议在该脚和地之间加一个电容以避免该现象.当OVP电路不工作时,内部反相电流源约消耗150uA的电流.所以不需要在OVP端和地之间加一个电阻以作为泄放电流的通路,而可以直接在VCC端与该脚之间接一个光耦作为应用.,如果对地接一个电阻时,会导致OVP复位时需要提供更大的电流,这样就有可能会使OVP的复位电压比芯片VCC的停止工作电压要高(实际值VCC(STOP)-VCCOVPC=1.2V).以上线路OVP被触发后,复位所需的电压只比芯片停止工作的电压高一点点.所以尽量避免在OVP端和地之间加电阻.,加快过压保护后复位的应用电路,当输入bulk的放电时间比较长的
41、时候,OVP的复位时间也会变成一个问题,可能很长时间无法复位,在此情况下可以采取上述的电路,进行对VCC电路强制放电,使VCC电压在一个很低的值,这样就可以加快复位时间.,在反激电路中,可以利用辅助绕组的感应电压来进行OVP保护.辅助绕组的电压取决与输出电压的比值.电路图见Fig.30,电流限制电路 a:电流采样端CLM+;CLM-的外为电路,见Fig.31和Fig.32,由于主电流或开关管漏极电流含有尖锋干扰,特别是MOSFET管开通期间,所以在采样端必须加上低通滤波线路.通常建议在采样点到芯片采样端之间加上1nF-22nF的电容CNF和一个电阻RNF1/2,其中RNF既可以调节采样电流的大
42、小,有时滤波器的一部分.设计该两个电阻的值时要考虑是否对会影流入CLM端电流的值(90-270uA).为避免该电阻并联电阻影响该值,RNF1;RNF2的值不应大于100.采样电阻RCLM应采用无感电阻.,b:过流限制曲线 Fig.33显示一次侧和二次侧电路在限流状态工作下的电流波形,在典型的一次侧采用逐个脉冲检测的线路中,二次侧的电流大小取决于一次侧电流的大小.因此二次侧电流会被限制在一定值,其输出电压相对于输出电流的曲线见Fig.34,逐个电流脉冲检测的缺点是输出脉冲宽度不能减小到一定值,因为取样端到芯片之间接有低通滤波器会导致采样延时,而且线路本身从CLM采入信号到传输到输出端也存在延时(
43、芯片的典型值是100nS).在高频工作时,有可能会因传输时延不足导致输出端电压升高,这样输出在开通时的动态变化范围也会变宽,这就要求更窄的输出脉冲以保持输出稳定.在高频和高输出电压的应用场合这个问题会更明显.为了解决这个问题,振荡频率利用VF端子的功能进行降低.当工作在过流限定工作状态下时,振荡频率随VF的电压下降同步降低,如果VF电压低于3.5V,同样死区时间会变得更长.,如果辅助绕组为正激方式,则VCC的电压取决于输入电压的值.芯片输出端的平滑电压随VCC电压而定.如果芯片VOUT的信号通过RC低通滤波反馈到VF端的话,就可以得到尖峰电流限定的功能.推荐RVFFB的阻值15K,CVFFB为
44、10nF.,Fig.36显示如何控制频率降低的拐点.,在反激系统中的应用 在反激结构中,辅助绕组的极性和主绕组相反,此时电源的输出直流电压依赖与VCC的电压.当电源工作在过载状态下时,随着电流的增加输出电压会降低,在输出电压降低到一定值,VCC电压会随着一起降低到芯片的停止工作电压,此时芯片就会停止输出.但不管芯片是不工作还是工作在断续状态,VCC电压的上升是和芯片ICC电流的下降同步的.当工作频率和主绕组的峰值电流恒定是,反激变换器的输出功率也是恒定的.见Fig.37,当过流发生时,利用VF端的功能控制工作频率的降低来限制输出电流的上升.利用VCC的电压加到VF端的应用线路见Fig.38,V
45、CC的电压的高低取决于输出电压的情况.,在上图中R2的阻值尽量不小于15K,因为R1,R2的阻值会影响芯片的启动电流.如果将R1连接到上图Fig.27的 CVCC2端,则该电阻不会对启动电流有任何影响.,在长期过流状态下控制芯片不工作的应用电路 在过流状以及VF端的电压下降到3V以内的装态下,CT端的电压会上升,连接到CT端的电容会被充电,如果该电压通过外部的电阻和三极管组成的转换电路加到OVP脚,则就可以实现保持电路停止工作的状态.,输出电路 a:在VCC电压低于芯片停止工作电压时的特性 即使在VCC电压低于芯片的停止工作电压时,输出端仍有吸入电流的能力.这个性能的优点在于VCC电压降到芯片
46、的停止工作电压时保护MOSFET管不发生损坏.这是因为MOSFET管的G-S之间存在寄生电容,而该点容的电荷会被芯片很快放掉. 输出端在高于VCC电压2V时有吸入电流的能力,而当低于VCC电压2V时,就会丧失该能力,则输出端的电压有可能由于寄生参数的原因会导致上升.鉴于此,建议在G-S之间连接一个100K左右的电阻,一消除该现象.,b: MSFFET的驱动损耗 Fig.41所示为栅极驱动电压和储存电荷之间的关系,在第1阶段,主要损耗是CGS电容的充电损耗,因为此时为关断状态,所以CGD的损耗比较小.在第2阶段由于开关管由关断转变为开通状态,CGD的影响会成倍增长.在第3阶段两者都有影响.,由于
47、充电和放电导致了该门极损耗,驱动电流ID和整个门极电荷QGSH的关系见下面方程式 其中FOSC为开关频率,该驱动电流视MOSFET的尺寸而定,在高频时能达到几十毫安.由此引起的损耗是不能被忽视的 由于此原因,在设计时要考虑以下方面以防止芯片损耗过大而引起过热: 给芯片加外部散热片; 使用良好的热传导的PCB板; 使用外部缓冲电路(当驱动大的容性负载或三极管时建议使用缓冲电路),DET脚 Fig.43所示为如何利用DET脚进行电压检测和误差放大,为了进行相位补偿,必须在该端和F/B脚之间加RC补偿网络.,Fig.44所示B点和C点之间的频率增益特性,在启动工作时,有可能出现无输出脉冲的现象,这是
48、因为F/B脚的电压在启动后上升很快,有可能通过C1,C2加到DET脚.避免改现象的办法实在DET脚加一个电容C4.需注意的是该电流也会和启动电流叠加,启动时需要认真考虑.,如何使用外部同步电路 该芯片没有外部同步功能,但是仍可以使用Fig.46的线路来实行外部同步工作.但如果使用了该线路,在过流状态时,如果过流限制电路工作.而且VF端的电压低于3V,那么就会因此该芯片的功能紊乱.,三极管驱动电路的应用 当用来驱动三极管时,为了加速三极管的开关速度,在关断时最好要加一个负的偏置电压.在该应用中,电流不能通过串检测电阻的方法来检测,最好使用CT脚.对于小电流的三极管,可以使用该芯片直接驱动.,备注
49、:关注芯片的温升 芯片的最高环境温度为85,而且芯片不同位置的环境温度并不一致并不断变化.总体的耗散功率比较大,但主要还是产生在局部. 有一个比较好的测试方法测试芯片封装的温度 当芯片在正常情况下安装到PCB时,芯片节点和外部表面之间存在约15 的误差或更少.故这就决定了芯片表面温度在留有一定的裕量时不要超过120 . 该芯片采用改进的图腾柱输出,瞬变电流非常小,整个功耗也被减小的合理的范围内.参考在上升和下降时的瞬变电流的尖锋,三:主要线路部分的设计,1:功率因素矫正部分 (1) 启动和VCC线路150W原理图.pdf 该启动电路在启动后启动部分会停止工作,芯片由VCC直接提供所需能量.PFC电源部分的VCC电压由电感上辅助绕组取得,该线路能够保证轻载时有足够的电压. (2) 电流采样电阻上加了两个串连二极管以限制启动时的峰值电流所引起的采样电压过高问题. 2:PWM部分 (1) 采用正激拓扑结构,VCC由变压器辅助绕组供电.设有过压;过温以及ON/OFF控制功能 (2) 初级过流采用CLM-端采样,这样可以减少干扰.,四:开发设计中存在的问题及分析处理,1:电气部分 PFC芯片启动部分在启动后,三极管Q102的源极(S)