[工学]射频电路设计.ppt

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1、1,射频电路设计 理论与应用,2008年8月,2,近年来由于通信技术及计算机技术的迅猛发展，工作频率日益提高，射频和微波电路得到广泛应用。 目前大多数教材都是面向两种不同的读者： 1. 具有坚实理论基础的研究生常常通过电磁场处理方法进入这个领域。该方法确实涵盖了波导和传输线方面的知识，但却远未触及高频放大器、振荡器及混频器设计方面的重要内容。 2. 对数学和物理的严格性不太感兴趣的工程技术人员则更喜欢采用电路理论来处理问题。该方法不涉及或表面涉及到电压、电流的波动性质，而波的反射和传输特性是影响射频电路特性的重要因素。,3,本教材不采用电磁场理论也能讲清楚传输 线原理。这样除了有物理课程中场和

2、波方面的 知识外，具备基本电路理论及微电子学方面的 知识即可。 本书主要分析低频电路和元件当工作频率 升高到射频波段（30MHz4GHz）时所遇到的 困难和解决办法，并重点讨论横电磁波（电场 与磁场传播方向正交）的传输特性及用微带线 （由特定长度和宽度的敷铜带）制成的各种射 频器件的原理和方法。,4,目 录,1、 引言 2、 传输线分析 3、 Smith圆图 4、 单端口网络和多端口网络 5、 射频滤波器设计 6、 有源射频元件 7、 有源射频电路器件模型 8、 匹配网络和偏置网络 9、 射频晶体管放大器设计 10、振荡器和混频器,5,第1章 引 言,1.1 射频设计的重要性,本书的主要目的是

3、提供模拟电路设计的理论和实例，该电 路的工作频率可延伸到射频和微波波段，在该波段普通电路的 分析方法是不适用的，由此引出以下问题：,普通电路分析方法适用的上限频率是多少？ 什么特性使得电子元件的高频性能和低频性能有如此大的差 别？ 被应用的“新”电路理论是什么？ 这些理论是如何应用于高频模拟电路实际设计的？,回顾由低频到高频电路的演变过程，并从物理的角度引出 和揭示采用新技术去设计、优化此类电路的必要性。,6,一般射频系统方框图,7,移动电话2GHz功率放大器第一级简化电路,为保证最佳的功率传输和消除由反射引起的性能变坏，输入阻抗必须与 输出阻抗相匹配，关键元件是微带线。输入和输出的偏置网络是

4、通过两个 RF阻塞网络将高频信号与DC偏置分离，关键元件是射频线圈。,8,功率放大器印刷电路板布局,了解、分析和最终制造这种PA电路，要涉及许多关键的RF课题。,12.7mm,9,在第2章“传输线分析”中将讨论微带线的阻抗特性，其定量 求解过程在第3章“Smith”圆图中介绍。 第4章研究将复杂电路简化为较简单的组元能力，该组元的 输入-输出是 通过两端口网络描述。 在第5章“滤波器设计”中研究特定的阻抗对频率响应的一般 开发策略,简述以分立元件和分布元件为基础的滤波器理论。 第8章将深入研究“匹配网络和偏置网络”的实现。 第9章介绍“射频晶体管放大器设计”中有关增益、线性度、 噪声和稳定度等

5、指标。 第10章讨论“振荡器和混频器”设计的基本原理。,10,1.2 量纲和单位,为了理解频率上限，在自由空间，向正 z 方向传播的平面 电磁波为：,A/m,V/m,是x方向的电场矢量,是y方向的磁场矢量,平面电磁波的主要性质： 1. 电磁波是横波，E和H都与传播方向垂直； 2. E和H互相垂直，且同相位。,11,其中磁导率和介电常数与材料有关，0=410-7(H/m)， 0=8.8510-12 (F/m) ， r和r为相对值。,正弦波的等相位面传播的速度称为相速度。,根据经典场论，电场和磁场分量的比值就是本征阻抗（波,阻抗）：,TEM波相速：,m/s,Transverse electroma

6、gnetic mode,（1.3）,在波的传播方向上，单位距离空间相位kz的变化称为相位常数（传播常数）：,空间相位kz变化2所经过的距离称为波长：,横电磁模:,12,解：自由空间的相对磁导率和介电常数等于1,例1.1 计算 f = 30MHz，300MHz，30GHz 在自由空间电磁波的 波阻抗、相速和波长。,波 长：,波阻抗：,相 速：,1 m,1 cm,10 m,13,1.3 频谱,VHF/UHF就是典型的电视工作波段，其波长与电子系统的实际尺寸相当，在有关的电子线路中开始考虑电流和电压信号波的性质。RF范围：VHFS波段。MW范围：C波段以上。,电气和电子工程师学会(IEEE) 频谱,

7、VLF(甚低频) 330kHz 10010km,频 段 频 率 波 长,ELF(极低频) 30300Hz 100001000km,MF(中频) 3003000kHz 10.1km,VF(音频) 3003000Hz 1000100km,VHF(甚高频) 30300MHz 101m,LF(低频) 30300kHz 101km,S 波段 24GHz 157.5cm,HF(高频) 330MHz 10010m,UHF(特高频) 3003000MHz 10010cm,SHF(超高频) 330GHz 101cm,频 段 频 率 波 长,EHF(极高频) 30300GHz 10.1cm,毫米波 40300GH

8、z 7.51mm,P 波段 0.231GHz 13030cm,C 波段 48GHz 7.53.75cm,X 波段 812.5GHz 3.752.4cm,Ka 波段 26.540GHz 1.130.75cm,K 波段 1826.5GHz 1.671.13cm,L 波段 12GHz 3015cm,K 波段 12.518GHz 2.41.67cm,亚毫米波 3003000GHz 10.1mm,microwave,微波:,tadio frequency,射频:,14,1.4 无源元件的射频特性,在常规电路中，R与 f 无关，XC= ，XL= L。 实际上用导线、线圈和平板制成的电阻、电感和电容，甚至单

9、根直导线或印刷电路板上的一段敷铜带所具有的电阻和电感都与频率有关。如导线的直流电阻： 对DC信号，传导电流流过整个导体横截面。在AC时，交变的载流子形成交变磁场，该磁场又感应一个电场，与该电场相关联的电流密度与原始的电流相反，在中心感应最强，所以导体中心的电阻最大，随着频率的提高，电流趋向于导体外表 趋肤效应。 沿z方向的电流密度： 其中 是零阶和一阶贝塞尔函数，I为总电流,1,C,15,L/RDCa/2,在高频条件下(f500MHz)，,归一化电阻：R/RDCa/2,在多数情况下导体的r=1， 故趋肤厚度随着频率的升高迅速 降低。,=(f cond)-1/2,其趋肤厚度：,归一化电感：,16

10、,在RF和MW电路中应用的主要是薄膜片状电阻，(P22) 其等效电路：,1.4.1 高频电阻,在美国线规中，大约每6个线规，其导线直径翻倍。 AWG50：d=1mil， AWG44：d=2mil，AWG38：d=4mil， 其中：1mil=2.5410-5m=2.5410-2mm,高频线绕电阻等效电路表示法,高频电阻等效电路表示法,17,解： AWG26的d=16mil，a= 82.5410-5m=0.2032mm,例1.3 求出用长2.5cm，AWG26铜线连接的500金属膜电阻的 高频阻抗特性，寄生电容Ca=5pF。,由1.10和1.11式(P15)，,18,其中： 是介质的电导率，现在习

11、惯上引入串联,1.4.2 高频电容,在初级电路中用平板表面积与平板间距比定义电容：,理想情况下平板间没有电流流动，高频时电介质有损耗，所以,损耗角的正切,最后考虑寄生引线电感和引线导体损耗，其等效电路如图所示。,电容的阻抗：,所以：,19,由1.16式，泄漏电阻：,例1.4 求47pF电容器的高频阻抗，其电介质由串联损耗角正切 为10-4的氧化铝组成，引线长1.25cmAWG26铜线。,解： 与例1.3相似，引线电感：,由1.13式，引线电阻：,注：电容值、损耗角正切和额定电压 由制造商给出。,20,1.4.3 高频电感,电感是用导线绕制而成，除串联电阻外，相邻位置的线段间 有分离的移动电荷，

12、故寄生电容的影响上升，其等效电路如图。,例1.5 RFC由AWG36铜线在0.1英寸空气芯上 绕3.5圈，假定线圈长度是0.05英寸，求其射 频阻抗响应。,线圈半径：r = 50mil=1.27mm(1英寸=1000),21,根据空气芯螺旋管电感公式：,邻匝线距：d= /N3.610-4m,由1.14式，平板间距等于匝距， 面积 A=2a (=2rN为导线的长度)，,若忽略趋肤效应，则等效电阻：,所以等效电容：,RFC广泛用于射频偏置电路，并具有调谐特性，通常用品 质因素来表征：,线圈长度： =50mil=1.27mm,22,1.5 片状元件及对电路板的考虑,1.5.2 片状电容,1.5.3

13、片状电感,1.5.1 片状电阻,接触片,220R,W,几何形状,宽(w)，,长( )，,0603,尺寸代码,0805,1206,1218,30,0402,50,180,20,60,60,80,120,40,120,标称值 陶瓷体,最通用的表面安装电感仍采用线绕线圈， 对厚度受到严格限制的电路采用扁平线圈。,便于安装,23,第1章 小 结,本章讨论了低频系统到高频系统的演化过程，在高频应用时电磁波的特性开始取代基尔霍夫电压电流定律而占主导地位。 重要参量： 趋肤效应是由电磁波的波动性引起的：,这些导线连同对应的R，C和L形成的等效电路与 理想特性明显不同。制造商总是试图将其尺寸做得尽 可能小，当

14、波长和分立元件的尺寸可比拟时，基本电 路分析法不再适用。,圆柱形导线呈现的射频特性：,24,计算,在一高频电路中, 电阻的引线是由AWG14总长度为5cm的直铝线制成, (a) 计算DC电阻; (b) 求工作频率为100MHz, 1GHz和10GHz时的AC电阻和电感.,24,25,习 题 一,1.2 一无耗同轴线在960MHz时, 电磁场的波长为20cm, 求绝 缘材料的相对介电系数.,1.4 求上面RLC串并联电路的谐振频率.,1.5 在一高频电路中, 电阻的引线是由AWG14总长度为5cm的 直铝线制成, (a) 计算DC电阻; (b) 求工作频率为100MHz, 1GHz和10GHz时

15、的AC电阻和电感.,1.3 求下面LC串联和并联电路阻抗幅值的频率响应.,1.1 计算在FR4印刷电路板中的相速度和波长, 电路板的相对 介电系数是4.6, 工作频率为1.92GHz.,26,第4章 单端口和多端口网络,网络模型可以大量减少无源和有源器件数目；避开电路的复杂性和非线性效应；简化网络输入和输出特性的关系；最重要的是不必了解系统内部的结构就可以通过实验确定网络输入和输出参数。,4.1 基本定义,其中,27,其中,同理：,例4.1 求形网络的阻抗矩阵和导纳矩阵。,解：,结论：通过假设网络端口为开路或短路状态，容易测得全部参数，且互易。,28,习 题 二,4.1 求T形网络的阻抗矩阵和

16、导纳矩阵.,29,h 参量矩阵(混合矩阵)：,ABCD矩阵(级连矩阵)：,元素计算方法同前。,4.2.1 网络的串联,4.2 互联网络,每个电压相互叠加而电流不变则用Z参数：,必须注意防止不加选择地将不同网络相连。,30,若输入电压及输出电流叠加，而输入 电流及输出电压不变则用 h 参数：,4.2.2 网络的并联,每个电流相互叠加而电压不变则用 Y参数：,31,例4.5 求 T 形网络的ABCD参量。,解：,例4.4 求阻抗元件的ABCD参量。,解：,4.2.3 级连网络,ABCD参数特别适合级连网络：,32,4.3.1 网络参量之间的换算关系,4.3 网络特性及其应用,用同样方法可导出各参量

17、之间的变换关系如表4.2所示。,由h 参量方程 导出ABCD参量：,33,根据ABCD参量的定义求Y参量矩阵.,34,Y11=D/B; Y21=-1/B; Y22=A/B; Y12=C-AD/B,35,4.3.2 微波放大器分析,将h 参量变换为Y参量与反馈环并联，再变换为ABCD参量与匹配网络级连。,36,4.4.1 S 参量的定义,4.4 散射参量(S),注意到an=0 的条件意味着两个端口都没有功率波返回网络，这只能在 两端传输线都匹配时才成立。,定义S 参量： 其中：,定义归一化入射电压波：,相减：,相加：,所以： ，,定义归一化反射电压波：,实际的射频系统不能采用终端开路(电容效应)

18、或短路(电感效应)的测量 方法，另外终端的不连续性将导致有害的电压电流波反射，并产生可能造成器件损坏的振荡。,（4.37）,（4.39）,37,4.4.2 S 参量的物理意义,测量S22和S12, 为保证 a1= 0，必须使 ZG=Z0,则：,测量S11和S21, 为保证 a2= 0，必须使 ZL=Z0,则：,反向电压增益,正向电压增益,38,4.4.5 信号流图模型,主要原则：1. 当涉及S 参量时，节点是用来识别网络参量的； 2. 支路是用来连接网络参量的； 3. 支路量值的加减与支路的走向有关。,信号流图,常规形式,信号流图,常规形式,重要结论：,根据相加原则： ，所以：,考虑到信号源：

19、,整理并同除 ：,上图往左看,见4.37式 和4.39式,39,例4.8 求图示网络中 的b1/a1和a1/bS，传输 线倍乘因子为1。,解：,5. 分解 反馈环 最后得,1. 断开b2与a2之 间的环路并形成 反馈环S22,L,2. 分解a1与b2之 间的反馈环化为 S21/(1- S22),L,3. 完成串 并联运算 并求,in,4. 将环路变 为反馈环， 求倍乘因子,40,4.4.7 S 参量的测量,测量S11和S21的实验系统,射频源RF输出射频信号， 测量通道R用于测量入射波， 同时也作为参考端口。通道 A和B用于测量反射波和传输 波(S11=A/R，S21=B/R)。 若要测量S1

20、2和S22，则必 须将待测元件反过来连接。,41,42,43,习 题 四,4.5 已知放大器输入、输出端口的驻波系数分别为 VSWR=2 和 VSWR=3, 求输入、输出端口反射系数的模. 若采用 S11和S22表示计算结果, 其物理含义是什么?,4.4 已知传输线的特性阻抗为75, 终端接25负载, 求回波 损耗.,4.1 求T形网络的阻抗矩阵和导纳矩阵.,4.2 根据ABCD参量的定义求Y参量矩阵.,4.3 求射频阻抗变换器的ABCD参量矩阵, 设变换比 N=N1/N2, 其中N1为初级线圈的匝数, N2为次级线圈的匝数.,44,第5章 射频滤波器设计,5.1 谐振器和滤波器的基本结构,5

21、.1.1 滤波器的类型和技术参数,c,c,c,根据电路理论，滤波器主要 有低通、高通、带通和带阻 4 种 基本类型。 归一化频率: =/ 对于低通和高通, 是截止频率； 对于带通和带阻, 是中心频率。,在设计模拟电路时，对高频信号在特定频率或频段内的频 率分量做加重或衰减处理是个十分重要的任务。,归一化处理方法能大幅度减少导出标准滤波器的工作量。,45,二项式滤波器,切比雪夫滤波器,0,1,dB,椭圆函数滤波器,三种低通滤波器的实际衰减曲线,具有单调的衰减 曲线，一般比较 容易实现。若想 在通带和阻带之 间实现陡峭变化, 需使用很多元件.,衰减曲线最陡峭,但代价是其通带 和阻带内均有波纹。,在

22、通带或阻带内保持相等的波纹幅度，则可得到 较好的陡峭过渡 衰减曲线。,46,切比雪夫多项式,47,品质因素：,功率损耗通常被认为是外接负载的功率损耗和滤波器本身功率损耗的总和。,故：,有功功率,无功功率,波纹：通带内信号的平坦度。 带宽：通带内对应3dB 频率。 矩形系数：60dB与3dB带宽的 比值。它反映了曲线的陡峭程度。 阻带拟制：常以60dB为设计值,RF 插入损耗：定量描述了功率 响应幅度与0dB基准的差值，即：,在综合分析滤波器的各种情况时，下列参数至关重要：,48,当RL时：,为纯一 阶系统, H( )为传递函数,5.1.2 低通滤波器,图示为一阶低通滤波器，设ZG=RG，ZL=

23、RL 用四个级连ABCD参量网络构成。,则：,当时：,故：,当0时：,具有低通特征,49,相位关系：,群 时 延：,衰减系数：,我们经常需要设计具有线性相位( A)的滤波器，即,任意常数,50,5.1.3 高通滤波器,图示为一阶高通滤波器，设ZG=RG，ZL=RL 用四个级连ABCD参量网络构成。,则：,当时：,故：,当0时：,RG=50，R=10，L=100nH,51,5.1.4 带通和带阻滤波器,带通滤波器可采用RLC串联或并联 电路结构。对串联电路：,传递函数：,例5.1 设ZL=ZG=50, L=5nH, R=20, C=2pF，求滤波器的频率响应。,解：,则：,曲线上升缓慢,f0=1

24、.59GHz,52,对并联电路：,则传递函数：,可见RLC串联电路换成并联电路以后，则带通电路变成带阻电路，其 衰减曲线要陡峭得多。,53,固有品质因素(RE=RG+RL=0, R0)：,外部品质因素(RE=RG+RL0, R=0)：,有载品质因素(RE=RG+RL0, R0)：,当 时电路发生串联谐振，其谐振频率：,即：,由带宽定义：,高Q时0,故：,将串联公式中 RG，LC CL，VI 可得并联公式,54,5.1.5 插入损耗,采用网络分析仪测量Q值比测量阻抗或导纳更容易, 所以对串联谐振器：,设传输线在信号端和负载端 均处于匹配状态(ZL=ZG=Z0)。,并联谐振器： 其中 称为归一化频

25、率偏差。,不插滤波器：,插滤波器后：,则插入损耗：,在谐振状态下, =0，第一项没有影响，当滤波器偏离谐振时影响明显。,55,其中LF称为损耗因素，是设计滤波器衰减特性的关键参数。,由 ：,例5.2 上图Z0=ZL=ZG=50, R=10, L=50nH, C=0.47pF, VG=5V,求各种品质因数及信号源输出功率和谐振状态下负载吸收功率。,解：,fL,fU,f0,56,5.2 特定滤波器的实现,5.2.1 巴特沃斯滤波器,两种结构：,由于衰减曲线没有任何纹波，称为最大平滑滤波器。,其中N为滤波器的阶数，通常a=1 当=1时，IL=3dB为截止频率点。,对于低通：,其中g0为波源内电阻或内

26、电导，,gm为电感或电容值，gN+1为负载电阻或电导值，所有g值都有表可查。,57,表5.2 最大平滑低通滤波器归一化元件参数,g3,5 0.6180 1.6180 2.0000 1.6180 0.6180 1.0000,g1,g4,g5,g6,g7,g8,g9,g10,g11,g2,N,1 2.0000 1.0000,2 1.4142 1.4142 1.0000,3 1.0000 2.0000 1.0000 1.0000,6 0.5176 1.4142 1.9318 1.9318 1.4142 0.5176 1.0000,7 0.4450 1.2470 1.8019 2.0000 1.801

27、9 1.2470 0.4450 1.0000,8 0.3902 1.1111 1.6629 1.9615 1.9615 1.6629 1.1111 0.3902 1.0000,9 0.3473 1.0000 1.5321 1.8794 2.0000 1.8794 1.5321 1.0000 0.3473 1.0000,10 0.3129 0.9080 1.4142 1.7820 1.9754 1.9754 1.7820 1.4142 0.9080 0.3129 1.0000,4 0.7654 1.8478 1.8478 0.7654 1.0000,对于不同的N，从图中可找到滤波器衰减 与频率的

28、对应关系。如=2, =60dB，N=10. 遗憾的是线性相移和陡峭的幅度变化相互冲突,相应的群时延：,要得到线性相移：,58,5.2.2 切比雪夫滤波器,当a=1，=1时：,时：,其中,且通带内各点的衰减均在3dB以下， 要减小波纹的幅度可适当通过选择 系数 a 来控制。若纹波峰值为RPLdB,对于低通：,显然，波纹曲线均在1 之间振荡。,则由插入损耗：,59,表5.4(a) 切比雪夫滤波器元件参数（3dB纹波）,g3,5 3.4817 0.7618 4.5381 0.7618 3.4817 1.0000,g1,g4,g5,g6,g7,g8,g9,g10,g11,g2,N,1 1.9953 1

29、.0000,2 3.1013 0.5339 5.8095,3 3.3487 0.7117 3.3487 1.0000,6 3.5045 0.7865 4.6061 0.7929 4.4641 0.6033 5.8095,7 3.5182 0.7723 4.6386 0.8039 4.6386 0.7723 3.5182 1.0000,8 3.5277 0.7745 4.6575 0.8089 4.6990 0.8018 4.4990 0.6073 5.8095,9 3.5340 0.7760 4.6692 0.8118 4.7272 0.8118 4.6692 0.7760 3.5340 1.

30、0000,10 3.5384 0.7771 4.6768 0.8136 4.7425 0.8164 4.7260 0.8051 4.5142 0.6091 5.8095,4 3.4389 0.7483 4.3471 0.5920 5.8095,3dB纹波,3阶3种 滤波器 的比较,0.5dB纹波,60,5.2.3 标准低通滤波器设计的反归一化,对高通滤波器：= /即可完成比例变换。,1. 频率变换：将归一化频率变换为实际 频率，并按比例调整标准电感和标准电容。,以满足实际工作频率和阻抗的要求, 并根 据标准原型低通变为高通 带通或带阻滤波器.,实际电感：,归一化电抗：,实际电容：,对低通滤波器

31、：= 即可完成比例变换。,实际电容：,归一化电抗：,实际电感：,、,61,对带通滤波器，实现比例变换和平移的函数关系：,并联参数的变换：,其中上边频和下边频成反比关系： 故：,则频率变换关系：,故并联电感： 并联电容：,串联参数的变换：,故串联电感： 串联电容：,（5.46）,62,对于带阻滤波器，通过5.46式的倒数变换可得：,并联电感： 并联电容：,串联电感： 串联电容：,归一化低通到实际低通、高通、带通和带阻滤波器的变换,低通原型 实际低通 实际高通 实际带通 实际带阻,(BW)L/,L=gk,C=gk,1/(BW)L,并 联 元 件,串 联 元 件,63,2. 阻抗变换：将标准信号源阻

32、抗g0和负载阻抗gN+1变换为 实际的源阻抗和负载阻抗。,原型低通的源阻抗和负载阻抗除偶阶切比雪夫滤波器外均 为1，若实际阻抗为RG，则实际滤波器的元件参数为：,例5.4 设计一个N=3，带内波纹为3dB的切比雪夫滤波器。中心频率2.4GHz，带宽20%，输入、输出阻抗为50。,解：查表5.4(a)可得： g0= g4=1，g1= g3=3.3487，g2=0.7117。,实际阻抗：,则：,64,5.3 滤波器的实现,工作频率超过500MHz的滤波器用分立元件难以实现，理查 兹提出了将一段开路或短路传输线等效于分布的电感或电容。,电容集总参数可用一段开路传输线实现：,由2.75式，短路传输线输

33、入阻抗：,若传输线长度为0/8，f0= vp/0，,因此理查兹变换可用Z0=L的一段短路传输线替代集总参数电感， 也可用Z0=1/C的一段开路传输线替代集总参数电容。,故传输线电感和集总参数之间的关系为：,则电长度：,其中 就是Richards变换(在归一化频率处S=j1)。,(5.59),(5.57),(5.58),65,5.3.2 Kuroda 规则,在把集总参数元件变成传输线段时，需要分解传输线元件， 即插入单位元件以便得到可以实现的电路结构。单位元件可视 为两端口网络，其电长度= (f/f0), 特性阻抗为ZUE。由例4.6，,除引入单位元件外，同样重要的是将工程上难以实现的滤 波器设

34、计变换成容易实现的形式。例如实现等效的串联电感时， 采用短路传输线段比采用并联开路传输线段更困难。为了方便 各种传输线结构的相互变换，库罗达提出了四个规则。,5.3.1 单位元件,传输线参量：,66,Kuroda 规则,原始电路,原始电路,Kuroda 规则,单位元件 Z1,YC=S/Z2,单位元件 Z2/N,单位元件 Z2,ZL=Z1S,单位元件 NZ1,单位元件 Z1,YC=S/Z2,单位元件 NZ1,YC=S/NZ2,单位元件 Z2,ZL=Z1S,单位元件 Z2/N,ZL=SZ1/N,YC=S/NZ2,ZL=SZ1/N,1N,N1,例5.5 证明第一个Kuroda 规则。,解：原始参量,

35、变换参量,N=1+Z2/ Z1,67,5.3.3 微带线滤波器的设计实例,步骤 3：根据 Kuroda规则将 串联短线变换为并联短线。为了 在信号端和负载端达到匹配并使 滤波器容易实现，需要引入单位 元件以便应用Kuroda规则。,任务：设计一个输入输出阻抗为50的低通，fc=3GHz， 波纹0.5dB，2fc时损耗不小于40dB，vp为光速的60%。,步骤 1：根据设计要求选择归一化参数。由P152图5.22和表 5.4(b)，N=5，g1=g5=1.7058， g2=g4=1.2296， g3=2.5408， g6=1。,步骤 2：用0/8传输线替换 电感和电容。由5.58式和5.59式，

36、 Y1=Y5= g5， Y3= g3， Z2=Z4= g4。,68,首先在滤波器的输入 输出口引入两个单位 元件。,其中Z1=0.5862 Z2=1.2296 Z3=0.3936 Z4=1.2296 Z5=0.5862,输入端用规则2、输出端用规则1将并联开路线变换为串联短路线。,N=1+Z2/ Z1,规则2,规则1,由规则2： NZ1=1 NZ2=1/YC=0.5862 N=1+ Z2/Z1=1.5862 ZL=Z1=1/N=0.6304 Z2=1/NYC=0.3696,0.6304,0.6304,69,用规则1对ZUE3变换：Z2/N=1，Z1/N=0.6304，N=1+Z2/Z1=2.5

37、863， YC=1/Z2=0.3867，Z1=0.6304N=1.6304； 用规则1对ZUE1变换：Z2/N=0.3696，Z1/N=1.2296，N=1+Z2/Z1=1.3006， YC=1/Z2=1/0.3696N=2.0803，Z1=1.2296N=1.5992。,70,步骤 4：反归一化将单位元件的输入、输出阻抗变成50的 比例，并计算微带线的长度和宽度（P38表2.1和P8图1.4）。,由5.57式：,71,任务：设计一个输入输出阻抗为50的最大平滑三阶带 阻滤波器，f0=4GHz，带宽50%，vp为光速的60%。 在设计带阻滤波器时分别对应于电路的串联或并联方式， 中心频率点必须

38、有最大或最小阻抗。而0 /8线段的tan/4=1， 若采用0 /4，则tan/2=才符合阻带设计要求。 另外将低通原型=1的截止频率变换为带阻的上、下边频,其中 是阻带宽度， 是中心频率。,需要引入带宽系数：,步骤 1：查归一化低通参数 由表5.2，g1=g3=1，g2=2，g4=1。,步骤 2：用短路开路线替换 电感和电容。由5.61式，Z1=Z3= bfg1=0.4142，Y2= bfg2=0.8284。,(5.61),72,步骤 3：插入0/4 并完成Kuroda串并变换。,rL=1,rG=1,O.C,U.E,U.E,ZUE1=1,ZUE1=1,Z2=1.2071,步骤 4：反归一化。,

39、73,5.4 耦合微带线滤波器,5.4.1 奇模和偶模的激励,引入奇模偶模的好处在于容易 建立基本方程。对于双线系统：,奇模电压 奇模电流,偶模电压 偶模电流,根据终端总电压和总电流定义,若两个导体带尺寸相同，位置对应，则：,偶模电容：,奇模电容：,偶模特性阻抗：,奇模特性阻抗：,类似2.30式,类似2.28式,见P42(2.40) 和P47(2.59),74,由于要考虑边缘场和不同媒质 的影响，这些电容不易求解，通常 是借助于数值计算方法求出阻抗表。,5.4.2 带通滤波器单元,输出阻抗：,由例4.6传输线参量和表4.2变换关系,阻抗参数：,所以,输入阻抗：,因为,75,在0 2区间以电长度

40、为自变 量画出输入阻抗实部的函数如图： 当微带线长度为/4或 =/2时， 可以得到典型的带通滤波器特性。,另外阻抗的响应具有周期性, 因此必须限制使用较高的工作频率 以避开高频段的寄生通带响应。,Z0e=120, Z0o=60,其上下边频：,由表4.2将 ABCD 参数变换成Z参量，则输入阻抗(镜像阻抗)：,76,5.4.3 级连带通滤波器单元,设计步骤：,3. 根据图5.45 将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际 几何尺寸。,则每级奇模和偶模的特性阻抗为：,1. 选择标准低通滤波器参数； 2. 确定归一化带宽和上下边频；,单级结构不能提供良好的滤波响应及陡峭的通带-阻带过渡。,再计算下

41、列参数：,77,例5.6 设计一个耦合传输线带通滤波器，要求带内波纹3dB，中心频率5GHz, 上下边频分别为5.2GHz和4.8GHz, 在5.3GHz频率点的衰减大于30dB。求该 滤波器的元件数目和奇偶模特性阻抗。,解： 1. 根据阻带衰减要求确定滤波器的阶数，再查找元件参数,4.7 4.8 4.9 5.0 5.1 5.2 5.3,5,10,0,20,25,30,频率 ,GHz,衰减, dB,15,根据图5.21，当=1.46时要达到30dB的衰减，则N=5。,查找表5.4(a)：g1=g5=3.4817, g2=g4=0.7618, g3=4.5381, g6=1,由5.46式，在5.

42、3GHz处：,2. 计算Z0Ji,i+1,求出耦合传输线的奇偶模特性阻抗,Z0o(),0 0.1900 42.3056 61.3037 1 0.0772 46.4397 54.1557 2 0.0676 46.8491 53.6077 3 0.0676 46.8491 53.6077 4 0.0772 46.4397 54.1557 5 0.1900 42.3056 61.3037,Z0Ji, i+1,Z0e(),i,3. 由图5.45 将每个奇模和偶模特性阻抗换算成微带线的实际几何尺寸。,完成初步理论设计后，通常是利用计算机模拟来进行实际电路布线和实验。,78,习 题 五,5.4 设计蜂窝移

43、动电话系统放大器时发现电路在 3GHz处存在 干扰噪声, 请设计一个带阻滤波器, 其中心频率 fc=3GHz, 带宽为 fc 的10%, 阻带衰减大于30dB.,5.2 导出5.1.4小节中标准串联、并联谐振电路的内部、外部和 有载品质因数的表达式.,5.1 积分电路如图, 求:,(2) 衰减量和相位与频率的关系()及(),(3) 群时延 tg,(1) 传输函数H()=V2/VG,5.3 为了抑制数字通信系统的噪声需要一个射频带通滤波器, 通带为1.9GHz至2GHz, 在1.8GHz和2.1GHz频率点的衰减 大于30dB, 带内纹波为0.5dB, 请用最少元件进行设计.,79,80,有源器

44、件结构和基本原理,CMOS GaAs E/D-HEMT GaN HEMT HBT,81,MOSEFT集成电路超过双极IC; CMOS取代NMOS,CMOS 器件结构图,82,E/D-HEMT器件结构,83,E/D-HEMT器件,84,85,GaN HEMT晶圆,86,HBT 器件结构图,87,第8章 匹配网络和偏置网络,8.1 分立元件的匹配网络,8.1.1 双元件的匹配网络,匹配网络就是阻抗匹配，以减小噪声干扰、提高功率容量 和频率响应的线性度。,设计方法：1. 采用解析法求出元件值，2. 利用圆图设计。,ZL,ZS,C,L,ZL,ZS,C,L,ZL,ZS,L,C,ZL,ZS,C1,C2,Z

45、L,ZS,ZL,ZS,L,C,C2,C1,ZL,ZS,L2,L1,ZL,ZS,L1,L2,设计目标：1. 满足系统要求，2. 成本最低且可靠性最高。,前者结果精确，便于访真；后者简单直观，容易验证。,88,例8.1 已知晶体管在2GHz的输出阻抗ZT=(150+j75)，设计如图 L形匹配网络，使输入阻抗ZA=(75+j15)的天线得到最大功率。,解：根据最大功率传输条件(共轭匹配),得：,解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目 无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任 何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整。,89,例子： 已知负载阻抗ZL=100+j20, 源阻抗ZS=10+j25, 工作频率 f0=960MHz, 试用解析法设计一个双元件匹配网络.,90,1. 电抗元件与复数阻抗串联将导致圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动。 2. 并联将导致圆图上的相应导纳点沿等电导圆移动.,移动方向：,如果连接的是电容，则参量点向下半圆移动。,如果连接的是电感，则参量点向上半圆移动。,掌握了单个元件对负载的响应, 就可设计出能够将任意负载变换为任意 指定的输入阻抗的双元件匹配网络。一般在阻抗-导纳复合圆上设计L形网络或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电