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1、长春工业大学学士学位论文摘 要本设计基于开关电源的工作原理，主体DC-DC变换电路采用Buck降压斩波电路，通过负载电流反馈，控制UC3843峰值电流模式控制器控制Buck变换器的占空比来实现负载电流的恒定。该设计电路主要包括单片机控制电路，DC-DC变换电路，稳流反馈电路，负载电流测量电路，基于PWM的电压输出DAC电路，基于A/D的键盘电路和过流保护电路。本数控直流恒流电源，输出电流范围0mA1000mA，其步进值为10mA，效率较高。其中单片机采用了宏晶公司的增强型51单片机STC12C5A32S2，内部有8路10位A/D，有专用的SPI模块，可以直接与ADC变换器通信，省去了软件模拟时
2、序的麻烦。在软件部分，除了流程图以外，还分析了C语言编译原理。关键词： Buck，UC3843，反馈电路，数控直流恒流电源AbstractSwitching power supply with power semiconductor devices as switches, the duty cycle modulated by controlling the switch output voltage. The power transistor (GTR), for example, when the switch is saturated conduction, the collector
3、 and emitter voltage drop close to zero at both ends; When the switch is closing, its collector current is zero. So its power consumption, efficiency can be as high as 70% to 95%. The low power consumption, heat sink also decreases. Switching power supply directly to the rectified mains voltage, fil
4、ter, adjustment, and then adjust the tube voltage by the switch, no power transformerThe design is based on switching power supply works, the DC-DC converter with Buck buck chopper circuit, through the load current feedback, control the peak current-mode controller UC3843 Buck converter duty cycle t
5、o achieve a constant load current. The design circuit includes a single chip control circuit, DC-DC conversion circuit, constant current feedback circuit, the load current measurement circuit, based on the PWM voltage output DAC, based on A / D keyboard circuit and over-current protection circuit. T
6、he numerical control constant current DC power supply, output current range of 0mA-1000mA, the step value of 10mA, efficiency is higher.Microcontroller which uses the companys enhanced macro crystal 51 MCU STC12C5A32S2, internal 8-channel 10-bit A / D, a dedicated SPI module can communicate directly
7、 with the ADC converter, eliminating the need for software to simulate the timing of the trouble. In the software part, in addition to flow, it also analyzes the C language compiler theory.朗读显示对应的拉丁字符的拼音字典Keywords: Buck, UC3843, feedback circuit, NC dc constant current power supply朗读显示对应的拉丁字符的拼音字典目
8、录摘 要IAbstractII目 录III第一章 绪 论11.1开关电源的基本构成1第二章 硬件电路设计和原理22.1 电源设计22.2 主体变换电路的设计32.2.1 模拟设计方案32.2.2 电力电子设计方案42.3 PWM反馈控制电路设计82.4 DAC转换电路设计152.4.1 基于PWM实现D/A转换电路设计152.4.2 基于TLV5618的D/A转换电路设计192.5 单片机最小系统电路设计202.5.1 STC12C5A32S2系列单片机简介202.5.2 具体电路设计202.6 液晶显示电路设计222.7 键盘电路232.7.1 矩阵键盘检测电路设计及原理232.7.2 基于
9、A/D的键盘扫描设计242.8 负载电路电流测量电路设计252.8.1 基于A/D芯片TLC2543电路设计252.9 开关管的选择和驱动电路28第三章 Buck电路参数选择原理和计算303.1 参数选择原理303.2 电感值的计算333.3 滤波电容的计算333.4 关于采样电阻的选用33第四章 软件设计344.1 程序流程图344.1.1 主程序流程图344.1.2 键盘扫描程序354.2 C语言运行时的数据结构36致 谢43参考文献4445第一章 绪 论1.1 开关电源的基本构成开关电源的基本构成如下图1.1所示，其中DC/DC变换器用以进行功率转换，它是开关电源的核心部分，此外还有启动
10、，过流与过压保护，噪声滤波等电路。输出采用电路（R1，R2）检测输出电压变化，并与基准电压比较，误差电压经过放大及脉冲调制（PWM）电路，再经过驱动电路控制功率器件的占空比，从而达到调整输出电压大小的目的。图1.1开关电源的基本结构第二章 硬件电路设计和原理2.1 电源设计MCU和运放放大器分别需要5V和12V的电源，通常我们选用线性三端稳压芯片LM7800系列。但是由于线性稳压电源在工作会有大的“热损耗”，其工作效率低，具体如下（我们以LM7805为例）：图2.1 LM7805电路由于LM7805进入端进来+24V的电压，输出端是+5V电压，在LM7805上就截取了+19V，这就使电源效率非
11、常低了。而本设计是数控恒流源，对效率要求本身就比较的严，所以我选用开关型稳压芯片LM2576来产生系统所需的电源。LM2576系列是美国国家半导体公司生产的3A电流输出降压开关型集成稳压电路，LM2576的内部框图如图2.2所示，该框图的引脚定义对应于五脚TO-220封装形式。从框图中我们可以发现主体电源变换电路是BUCK变换器，通过FACEBACK脚把输出电压反馈回来，并经过电阻和分压后与基准稳压器（1.23V）比较后，经过固定增益误差放大器（Fixed gain error amp）送给比较器(comparator)正向输入，和反向固定频率振荡器产生的锯齿波比较，产生占空比可调的方波从而驱
12、动开关（Switch），从而控制BUCK变换器导通与关闭，进而调整输出电压。从LM2576的DATASHEET中的典型应用中，我们得出输出5V电压的电路图，如图2.3所示。其中输出电压和反馈采样电阻和的关系如下： （2.1） （2.2）其中，而在和之间选择，在本设计中为得到+5V电压。我们选取，从（2.2）式可以推出（实际算出，但是考虑到E24系列电阻中的阻值和误差选取了略大的值，实际输出电压为5.18V，满足系统要求），续流二极管1N5822是40V/3A的肖特基二极管，其有开关频率高和正向压降低的优点。实际应用中我们可以发现LM2576基本不发热，基本无“热损耗”，其工作效率高。图2.2
13、LM2576的内部框图图2.3 LM2576产生5V电路2.2 主体变换电路的设计2.2.1 模拟设计方案通常在恒流电源我们采用下图的设计电路图：图2.4模拟恒流源本电路通过两个NPN三极管构成达林顿管和高精度运算放大器进行扩流，DAC输入电压通过高精度运算放大器使采样电阻上的电压和DAC电压一样，从而起到恒流作用，达林顿管构成共基电路，这样可以达到很高的输出电阻，起到恒流和扩流，并且负载电流为： （2.3）通过（2.3）式我们可以通过控制DAC输出电压控制输出电流，而DA芯片的分辨率决定了电流的最小步进。但是，可以发现在向负载输出电流时，NPN三极管一直处于导通状态，负载电流流过三极管是管子
14、发热很大，并造成很大的“热损耗”，从而使系统整体效率较低且很难提高。基于以上原因我们决定不使用传统的模拟的方法，改用电力电子中的DC-DC变换器（斩波电路）和反馈控制来实现恒流的设计。2.2.2 电力电子设计方案众所周知，DC-DC变换器分为降压变换器（BUCK），升压变换器（BOOST），升降压变换器（BUCK-BOOST），CUK变换器和其他形式的变换器（SEPIC和ZETA）。根据系统主要系统参数，24VDC供电，输出电流最大1000MA，最大负载为15欧姆，可以得出最大输出电压为15V，小于供电电压，所以我们选取降压变换器来做。2.2.2.1 降压变换器电路拓扑和基本原理图2.5 Bu
15、ck的基本拓扑Buck变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。它的拓扑结构为电压源，串联开关和电流负载组合而成，不含中间部分。图5给出了它的的电路图。Buck变换器的主电路图由开关NMOS管，续流二极管，输出滤波电感L和输出滤波电容C构成，电路完成把直流电压转换为直流电压的功能。为了分析稳态特性，简化推导公式的过程，特性如下假定。（1）开关NMOS管，续流二极管均为理想元件。也就是可以瞬间的导通和截止，而且导通时的压降为零，截止时的漏电流为零。（2）电感，电容为理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。（3）输出电压的纹波电压与输出电压的比
16、值小到允许忽略。 Buck变换器的工作原理：当开关管导通时，电容开始充电，通过向负载传递能量，此时，增加，电感内的电流逐渐增加，储能的磁场能量也逐渐增加，而续流二极管因为反向偏置而截止；当开关关断，由于电感电流不能突变，故通过二极管D续流，电感电流逐渐减小，电感上的能量逐步消耗在负载上，降低，L上的储能减小。由于D的单向导电性，不可能为负，即总有，从而可在负载上获得单极性的输出电压。由Buck变换器的工作原理可以看出，电感可以工作在电流连续的方式下，也可以工作在电流不连续的工作状态。以此为标准将Buck变换器的工作方式分为两种：电感电流连续模式（continuous current mode,
17、CCM）和电感电流断续模式（discontinuous current mode,DCM）。电感电流连续是指输出滤波的电感的电流总大于零，电感电流断续是指在开关管关断期间有一段时间输出滤波电感的电流为零，在本设计中应用是电感电流连续模式，所以这里只讨论连续模式的情况。图2.6给出了电流连续导电模式下的Buck电路中的相关波形。在区间，开关管T处于导通状态，电源电压通过T加到二极管D两端，故D截止。电流流过电感，由于输出滤波电容保持不变，则电感两端呈现正电压，由于，所以，在该电压作用下输出滤波电感中的电流线性增长，直到时刻，达到最大值。在T导通期间，电感电流的增量及开关管的占空比分别为(2.4)
18、 ()(2.5)在区间，T关断，由于电感的储能作用，经二极管D继续流通，此时加在输出滤波电感上的电压呈现负值，电感中的电流线性衰减，直到时刻，达到最小值。在T截止期间，电感电流的减小量为稳态时，一个开关周期内输出滤波电容C的平均充电与放电电流相等，故变换器输出电流就是的平均值，即。如果忽略所有元件的损耗，则输入功率就等于输出功率，即 （2.10）因此 （2.11） （2.12）应当注意，尽管平均输入电流是符合变压器电流变比关系，但是每当开关关断时，其瞬时输入电流是从某一峰值跳变到零值的，为了限制电流谐波造成的影响，在输入端还需要装合适的滤波器。图2.6 Buck电路中的相关波形Buck变换器有
19、以下特点：是输出电压在一个开关周期的平均值。因此，变换器可以简单地看成是一个有低通滤波器的电压斩波器。低通滤波器的作用就是滤去随时间变化地交流分量。所以低通滤波器的频率比开关频率要低得多。同时，输出电流是脉动的，与降压变换器工作状态的连续与否无关。这个脉动电流，是实际应用中应用受到限制，以免影响其他电器正常工作。通常，电源和变换器的输入端之间会加上一些输入滤波器，这种滤波器必须在开关变换器设计的早期阶段和建立模型过程就要预先进行考虑，否则，在开关变换器与输入滤波器连接时，可能会引起意外的自激振荡。在没有功率损耗的理想Buck变换器中，电源变换效率为100%，必有 （2.13）因为为恒定的输出电
20、压值，故 （2.14）式中，常数。上式说明，输出电压为恒定值时输入电流与成反比。输入电流的瞬间值的上升部分与相同。由于输出电压保持恒定，当输入电压变化时，占空比发生变化。输入电流的幅值随占空比而变换，但其最大幅值在输入电压一定时是定值。在一定的输入功率下，如变换器工作在不连续工作状态模型时，这个最大值是相当大的，这意味着变换器的功率晶体管T和续流二极管D必须具有较高的峰值电压和电流的承载能力。由于这个原因（当然也还因其他的原因），在大功率应用中，变换器应避免不连续工作状态，否则需选用大电感，并由此引起成本提高。在负载变动较大的场合，也可使用电感值可变值扼流器。但这一个变值电感将会因滤波器截止频
21、率的变化而变化，使设计问题复杂化，即往往使得闭环控制的稳定变得很困难。输出滤波器的截止频率 （2.15）当所选的C能达到所需的输出滤波要求时，L可以选得足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容器本身没有完美的电气性能，所以其内部的等效串联电阻将消耗一些功率。另外，等效串联电阻的值和动态电流的值。类似的电容C选择，经常由纹波电流的大小决定。截止频率的高低，LC的大小，都将影响输出纹波电压。在实际设计过程中，选择L和C时，要综合考虑其重量，尺寸以及成本等因素。从改善动态特性看，可考虑小电感量，大电容值。2.3 PWM反馈控制电路设计PWM开关稳压或稳流电源的基本工作原理就是在输入电压，
22、内部参数及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源德输出电压或电流等被控信号稳定。PWM的开关频率一般为恒定值，控制取样信号有输出电压，输入电压，输出电流，输出电感电流和开关器件峰值电流。由于这些信号可以构成单环，双环或多环反馈系统，实现稳压，稳流及恒定功率。同时，可以实现一些附带的过流保护，抗偏磁及均流等功能。PWM反馈控制模式主要有五种：（1）电压模式控制PWM（例如SG3524），其优点主要是PWM三角波幅值较大，脉冲宽度调节时具有较好的抗噪声裕量；占空比调节不受限制；对于多路输出电源，他们之间的交互调节效应
23、较好。而缺点主要是，对输入电压的变化动态响应较慢；补偿网络设计本身就较为复杂，闭环增益随输入电压而变化，使其更为复杂；输出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿；在传感及控制磁芯饱和故障状态方面较为复杂。（2）峰值电流控制模式控制PWM（例如UC3842），其优点主要是，暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应也较快；控制环易于设计；输入电压的调整技术可与电压模式控制的输入电压前馈技术相媲美；具有简单，自动的磁通平衡功能；具有瞬时峰值电流限流功能，即内在固有的逐个脉冲限流功能；具有自动均流并联功能。而其无缺点，
24、具有占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差；闭环响应不如平均电流模式控制理想；易于发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振荡的可能性，因而需要斜坡补偿；对噪声敏感，抗噪声性差，因为电感处于连续储能电流状态，与控制电压编程决定的电流电平相比较，开关器件的电流信号的上斜率通常较小，电流信号的较小的噪声就很容易使得开关器件改变关断时刻，使系统进入次谐波振荡；电流拓扑受限制；对于多路输出电流的交互调节性能不好。（3）平均电流模式控制PWM，其主要优点是，平均电感电流能够高度精确地跟踪电流编程信号；不需要斜坡补偿；调试好的电路抗噪声性能优越；适合于任何电
25、路拓扑对输入或输出电流控制；易于实现均流。而其缺点，电流放大器在开关频率处的增益有最大限制；双闭环放大器带宽，增益等配合参数设计调试复杂。（4）滞环电流模式控制PWM，其优点主要是，不需要斜坡补偿；稳定性好，不容易因噪声而发生不稳定振荡。而其缺点主要是，需要对电感电流进行全周期的检测和控制；变频控制容易产生变频噪声。（5）相加模式控制PWM，其优点主要是，动态响应快（比普通电压模式控制快35倍）；动态过冲电压小；输出滤波电容需要较少；相加模式控制中的注入信号容易于电源并联时的均流控制。而其缺点主要是，需要精心处理电流，电压取样时的高频噪声抑制问题。本设计中主要应用的是峰值电流控制模式控制PWM
26、，采用控制芯片UC3843。2.3.1I/V转换电路设计通过图2.7，可以发现通过在负载回路串联了一个的采样的电阻，把负载电流转换为电压，并经过同相比例运算放大电路将采样电压放大到输出。图2.7I/V转换电路与的关系为： （2.16）电容和电阻构成一个一阶滤波器，运算放大器选择了单电源LM358（由于双电源还需要负电源，比较麻烦），LM358内部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器，适合于电源电压范围很宽的单电源使用，其特性有内部频率补偿；直流电压增益高(约100dB) ；单位增益频带宽(约1MHz) ；电源电压范围宽：单电源(330V)；双电源(1.5一15V)；低功耗电流，
27、适合于电池供电；低输入偏流；低输入失调电压和失调电流；共模输入电压范围宽，包括接地；差模输入电压范围宽，等于电源电压范围；输出电压摆幅大（0至Vcc-1.5V)。主要技术参数：输入偏置电流45 nA；输入失调电流50 nA；输入失调电压2.9mV；输入共模电压最大值VCC=1.5 V；共模抑制比80dB；电源抑制比100dB 。2.3.2 采样放大电压输出控制电路设计在作为控制取样信号时，通常经过图2.8所示的电路进行处理，得到电信号，在经过处理或直接送入PWM控制器（本设计中的UC3843）。图2.8 PI控制输出电路图2.8电路（其实就是一个PI控制输出电路）的作用有三：（1） 将输出电压
28、与给定电压的差值进行放大及反馈，保证稳态时的稳压精度。该运放的直流放大增益理论上为无穷大，实际上为运放的开环放大增益。（2） 将开关电源主电路输出的附带有较宽频带开关噪声成分的直流电压信号转变为具有一定幅度的比较“干净”的直流反馈控制信号（），即保留直流低频成分，衰减交流高频成分。因为开关噪声的频率比较高，幅值较大，高频开关噪声衰减不够的话，稳态反馈不稳定；高频开关噪声衰减过大的话。动态响应较慢。虽然互相矛盾，但是对电压误差运算放大器的基本设计原则仍是“低频增益要高，高频增益要低”。（3） 对整个闭环系统进行校正，使得闭环系统稳定工作。从以上就可以知道，如果通过控制电压大小就可以控制输出电压的
29、大小，进而驱动PWM芯片产生PWM波进而调节Buck变换器的占空比，从而控制输出电流的大小。实际中控制电压通过DAC芯片来产生。而实际中的电路如图2.9所示，图2.9控制输出电路2.3.3PWM控制器（UC3843）的电路设计本设计中采用的是Unitrode公司的电流控制型芯片UC3843为单端输出式脉宽调制器。该芯片只有8个引脚，外电路接线简单，所用元器件少，而且性能优越，成本低廉，非常适合驱动MOS场效应管。UC3843具有功能全，工作频率高，引脚少，外围电路简单等特点。它的电压调整可达到0.01%V，非常接近线性稳压电压的调整率；工作频率高达500KHZ。启动电流仅为1mA。所以它的启动
30、电路非常简单。图10是UC3843引脚排列图，其引脚功能见表1。表2.1 UC3843的引脚图引脚号引脚符号功 能1COMP补偿端，可接RC补偿网络到误差放大器的反相输入端，来决定放大器的闭环增益和频率响应，使芯片工作稳定。通常此脚与脚之间接有反馈网络，以确定误差放大器的增益和频响特性2VFB反馈端，将取样电压加至误差放大器的反相输入端，再与同相输入端德基准电压进行比较，输出误差控制电压3ISENSE电流信号采样端，用以采集初级线圈的电流信号，通过对采样电阻产生的电压与误差放大器输出的误差电压进行比较后，产生调制脉冲宽度的脉冲信号，来控制初级峰值电流，故称此为电流型脉冲宽度调制器4RT/CT定
31、时端，外接定时电阻和定时电容决定振荡器的工作频率，5GND接地6Output输出端，此脚为图腾柱式输出，驱动能力是。这种图腾柱结构对被驱动的功率管的关断有利，因为当三极管截止时，导通，为功率管关断时提供了低阻抗的方向抽取电流回路，加速功率管的关断7Vi电源供电端8VREF基准电压输出端，可输出精确的+5V基准电压，电流可达到50mAUC3843的主要特点如下。（1） 最优化的离线DC/DC变换器。（2） 静态电流较小（1mA）。（3） 具有快速自动补偿电路。（4） 具有单步脉冲控制电路（5） 具有增强负载回馈特性和断电停滞特性。（6） 采用低输出电阻过零放大器（7） 采用双脉冲抑制方式（8）
32、大电流标识输出（9） 内置基准参考电压。（10） 工作频率为500KHZ。图2.11UC3843的内部结构UC3843的内部结构如图2.11所示。UC3843的误差放大器同相输入端接在内部+2.5V基准电压上，反相输入端接收外部控制信号，其输出端可接RC网络，然后接到反相输入端。在使用过程中，可通过改变R，C元件的取值来改变放大器的闭环增益和频率响应特性。RC补偿网络接在芯片的1脚和2脚之间，以稳定这种电流控制型PWM。在正常运行时，检测电阻（UC3843外部电路元件）上的峰值电压由内部误差放大器控制。 （2.17）式中：为误差放大器的输出电压，为检测电流。UC3843的内部过流检测比较器的反
33、相输入端钳位电压为1V，最大限制电流 （2.18）在和3脚之间，常用R，C元件组成一小的滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，器时间常数近似等于电流尖峰持续时间（通常为几百纳秒）。UC3843是电流控制型芯片，当占空比D大于50%时，由于谐波振荡及电感电流上升曲线平坦，容易引起不稳定，这时应考虑用斜坡补偿的方法来改善其工作特性。斜坡补偿有两种方法，一种是在误差电压处加上斜坡补偿，另一种是在采样电压处加上斜坡补偿。采用在采样电压处加上斜坡彼此的方法是将补偿斜坡加在采样电阻的采样电压上，再与平滑的误差电压进行比较，这种补偿能有效地防止谐波振荡现象，使电路工作稳定。补偿斜坡由振荡器获得，调整分
34、压电阻值的大小可改变补偿斜坡的上升率。UC3843产生脉宽可调而频率固定的脉冲输出信号，推动开关功率的导通和截止。通过高频变压器换能将电压输出到次级绕组上，再经过整流和滤波向负载提供直流电源。电源兼反馈绕组取得的控制电压同时输入UC3843的误差放大器，与基准电压比较产生控制电压，控制输出脉冲宽度的占空比，从而达到稳压目的。图2.12UC3843的电路图在设计中我们把控制电压直接接到到了UC3843的COMP端，因为端是跟UC3843的基准电压2.5V做比较，这样我们就无法任意控制输出电流了，所以在增加了3.2部分的采样放大电压输出控制电路，实际电路图如图2.12所示。2.3.4过流保护电路设
35、计UC3843有过流检测端口，根据式（17）所示，可以设计过流保护电路如图2.13所示：图2.13 过流保护电路本设计中，保护电流为安培，由于采样电阻是，所以选取运算放大器的放大倍数为11，进而可以得出具体参数，其中电容是滤波用的。2.4 DAC转换电路设计2.4.1基于PWM实现D/A转换电路设计在电子和自动化技术的应用中，单片机和D/A是经常需要同时使用的，在一般的应用中外接昂贵的D/A转换器，这样就增加了成本。但是，几乎所有的单片机有提供了定时器，甚至直接提供PWM输出功能。这就能够通过单片机的PWM输出，再加上简单的外围电路及对应的软件设计，实现对PWM的信号处理，得到稳定，精确的模拟
36、输出，以实现D/A转换，这将大大降低电子设备的成本，减小体积，并容易提高精度。2.4.1.1应用PWM实现D/A转换的理论分析应用周期一定而高低电平的占空比可以调制的PWM方波信号，实现PWM信号到D/A转换器的理想方法是：采用模拟低通滤波器滤掉PWM输出的高频部分，保留低频的直流分量，即可得到对应的D/A转换输出，低通滤波器的带宽决定了D/A转换器的带宽的范围。图2.14所示的PWM信号可以用分段函数表示为：图2.14 PWM信号 （2.19）其中：T是单片机中技术脉冲的基本周期，即单片机每隔T时间记一次数（计数器的值增加或者减少1），N是PWM波一个周期的计数脉冲个数，n是PWM波一个周期
37、中高电平的计数脉冲序号，和分别是PWM波中高低电平的电压值，k为整个周期波序号，t为时间。为了对PWM信号的频谱进行分析，以下提供了一个设计滤波器的理论基础。傅里叶变换理论指出，任何一个周期为T的连续信号，都可以表达为频率是基频的整数倍的正，余弦谐波分量之和。把式（2.19）所表示的函数展开傅里叶级数，得到式（2.20）（2.20）从式（2.20）可以看出，式中第一个方括弧为直流分量，第二项为第一次谐波分量，第三项为大于一次的高次谐波分量。式（2.20）中的直流分量与从0到，直流分量在变化，这正是电压输出的D/A转换器所需要的。因此，如果能把式（2.20）中除直流分分量的谐波过滤掉，则可以得到
38、从PWM波到电压输出D/A转换器的转换，即PWM波可以通过一个低通滤波器进行调解。式（2.20）中的第二项的幅度和相角与有关，频率为，该频率是设计低通滤波器的依据。如果能把1次谐波很好的过滤掉，则高次谐波就应该就基本不存在了。根据上述分析可以得到如图2.15所示的从PWM到D/A转换器输出信号处理方块图，根据该方块图可以有许多电路实现方法，在单片机的应用中还可以通过软件的方法进行精确度调整和误差的进一步校正。图2.15从PWM到D/A转换器2.4.1.2转换器分辨率及误差分析PWM到D/A转换器输出的误差来源受两方面制约：决定D/A转换器分辨率的PWM信号的基频和没有被低通滤波器滤除的纹波。在
39、D/A转换器的应用中，分辨率是一个很重要的参数，分辨率计算直接与和的可能变化有关，计算公式如下： （2.21）其中是分辨率，是指的最小变化量（具体见表（2.2）。表2.2 PWM分辨率PWM参数NPWM参数的最小变化量DAC分辨率/位2561810241106553611465535215可以看出，越大D/A转换器的分辨率越高，但是也越大，PWM的周期也就越大，即PWM的基频降低。但是，基频降低，式（2.21）中的1次谐波周期也就越大，相当于1次谐波的频率也越低，也就会有更多的谐波通过相同的带宽的低通滤波器，需要截止频率很低的低通滤波器，造成输出的直流分量的纹波更大，导致D/A转换器转换的分辨
40、率降低，D/A转换器输出滞后也将增加。所以，单纯降低PWM信号的频率也不能获得较高的分辨率。一种解决方法就是使T减小，即较小单片机的计数脉冲宽度（这往往需要提高单片机的工作频率），在不降低1次谐波频率的前提下提高精度。在实际中，T的较小受到单片机时钟和PWM后续电路开关特性的限制。如果在实际中需要微妙级的T，则后续电路需要选择开关特性很好的器件，以减小PWM波形的失真。通过以上分析可知，基于PWM输出的D/A转换器转换输出的误差，取决于通过低通滤波器的高频分量所产生的纹波和PWM信号的高电平稳定度这两个方面。为获得最佳的D/A转换器转换效果，在选取PWM信号的频率时要适当的折衷，太小，分辨率高
41、，但滤波器需要更低的截止频率，同时限制了输入PWM信号的变化频率；太小，则分辨率下降。2.4.1.3实际电路设计电路图如图2.15所示。单片机输出PWM波（这里建议用STC12C5A32S2单片机中的16位高速比较模块来产生这样比较容易产生16位的PWM波，比用定时器要容易精确度要高）驱动IRF530（其典型导通电阻为，而截止电阻却非常大，这里必须选择导通电阻小的NMOS管，否则导通的时候不可忽略），与IRF530并联的是基准电压LM336-5V（实际中由于单片机的输出电压并不稳定，所以在用了基准电压源LM336-5V来产生稳定的高电平5V）,在IRF530截止的时候，PWM的高电平稳定的等于
42、5V。OUT点的PWM波，经过，和,的两级的阻容滤波，其截止频率和一阶阻容滤波的截止频率是一样的，即 （2.22）在经过LM358组成的电压跟随放大器（这里必须要用LM385电压跟随一下，利用运算放大器的输入电阻非常大，否则输出电压会有衰减并且截止频率就不是刚刚的计算方法）放大得到了直流分量。图2.15实际电路设计2.4.2 基于TLV5618的D/A转换电路设计2.4.2.1TLV5618基本原理TLV5618是带有缓冲基准输入的双路12位电压输出型D/A。输出电压范围是基准电压的两倍，且其输出是单调变化的。若TLV5618的基准电压为2.048V，那么数字输出每增加1输出正好步进1mA。单
43、片机通过SPI三线串行总线对TLV5618实现数字控制，TLV5618接收用于模拟输出的16位字产生的电压输出。12位的D/A，其电压输出步进级别为4096（即）级，所以，如果D/A的参考电压选取为2.048V，再加上TLV5618输出电压范围为基准电压的两倍，其输出数据每步近1输出则输出步进为1mA，也就是说，一个2.048V的电压参考源会使软件应用避免了繁琐的计算。TLV5618采取SPI通信方式，每次通信16位。通信协议要点如下，这是成功使用TLV5618的基础。1在片选为低电平时，输入数据由时钟定时最高有效位在前（MSB）的方式写入16位移位寄存器。SCLK输入的下降沿把数据移入寄存器
44、。2 为高电平时，加在SCLK端德输入时钟禁止为低电平。3 的跳变应当发生在SCLK输入为低电平。TLV5618除了16位的移位寄存器外，还有12位的数据缓冲锁存器，用于OUTA输出的锁存器A和用于OUTB输出的锁存器B。串行通信的低12位为待输出的对象，受TLV5618的可编程数据位B12B15的控制，意义如下表2.3所示。表2.3控制端意义B15B14B13B12器件功能1把12位数据写入锁存器A,输出并将数据缓冲锁存器的内容写入锁存器B00写锁存器B和双缓存器，锁存器A不受影响01仅写数据缓冲锁存器，OUTA和OUTB输出不变化115毫秒建立时间03毫秒建立时间0上电（power-up）
45、操作2.4.2.2 TLV5618的应用电路设计TLV5618的实际应用电路如图2.16所示图2.16 TLV5618的实际应用电路其中参考电压用LM3362.5V来做的，这个电路和上一节的电路很像，只是在滑动电阻器上串联了两个开关二极管1N4148，这样对于温度补偿更好，是电压更加稳定（详情可参考LM336的DATASHEET），TLV5618通STC12C5A32S2的SPI口通信，由于STC12C5A32S2单片机有专门的SPI模块，所以单片机和TLV5618通信很好编程。2.5 单片机最小系统电路设计2.5.1 STC12C5A32S2系列单片机简介本设计中我们采用的是STC12C5A32S2单片机，这是台湾宏晶科技生产的单时钟/机器周期（1T）的单片机，是高速/低功耗/超强抗干扰的新一代8051单片机，指令代码完全兼容传统8051，但速度快812倍。内部集成MAX810专用复位电路，2路PWM，8路高速10位A/D转换（25万次/秒），针对电机控制，强干扰场合。2.5.2具体电路设计图2.17 单片机最小系统单片机最小系统电路如图2.17所示采用24MHZ的晶振，这里主要是说一下复位电路（一般的复位电路如下所示），根据STC12C5A32S2系列单片机技术手册，当时钟频率高于12MHZ时，建议