复合式全桥三电平LLC谐振变换器.pdf

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1、第 26 卷 第 3 期 中 国 电 机 工 程 学 报 Vol.26 No.3 Feb. 2006 2006 年 2 月 Proceedings of the CSEE 2006 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号：0258- 8013 (2006) 03- 0053- 06 中图分类号：TM46 文献标识码：A 学科分类号：47040 复合式全桥三电平 LLC 谐振变换器 金 科， 阮新波 （南京航空航天大学航空电源重点实验室，江苏省 南京市 210016） Hybrid Full Bridge Three- level LLC Resonant Converter J

2、IN Ke, RUAN Xin- bo (Nanjing University of Aeronautics Three- level leg switches sustain only the half of the input voltage; The voltage stress on rectifier diodes can be minimized to the output voltage. ZCS is achieved for the rectifier diodes; ZVS capability from zero to full load, etc. A 200- 400

3、V input, 360V/4A output prototype converter is built in lab to verify the operation principle of the proposed converter. KEY WORDS: Three- level converter ； LLC resonant converter；Zero- voltage- switching；Zero- current- switching 摘要： 该文提出了一种适合于燃料电池供电系统新颖的复合 式全桥三电平 LLC 谐振变换器。它是在复合式全桥三电平 变换器的基础上加入了 LL

4、C 谐振网路以实现开关管 ZVS 和 整流二极管 ZCS。 该变换器集合了复合式全桥三电平变换器 和 LLC 谐振变换器的优点：适合于在宽输入电压范围的应 用场合；三点平桥臂的开关管电压应力只有输入电压的一 半；整流二极管实现 ZCS，其电压应力仅为输出电压；可以 在全负载范围内实现 ZVS。该文通过一个 200400V 输入， 360V/4A输出的原理样机验证了它的工作原理， 并给出实验 结果。 关键词：三电平变换器；LLC 谐振变换器；零电压开关；零 电流开关 1 引言 随着人类生活水平的不断提高，对能源的需求 大幅度增加。化石能源作为不可再生能源正日益枯 基金项目：国家自然科学基金项目(

5、50177013)；江苏省自然科学基 金项目(BK2003419)。 Project Supported by National Natural Science Foundation of China (50177013). 竭，而且它所造成的环境污染日益严重。氢能作为 一种绿色新能源，得到越来越多的应用。氢能利用 的一个重要方面是燃料电池。它将氢和氧发生反应 转换为电能，其优点是反应产物为纯净水，而且噪 声也很小，对环境没有污染。因此燃料电池供电系 统的研究对减少环境污染和减小温室效应具有重要 的意义1- 4。 燃料电池的最大特性是动态响应慢，外特性较 软，即其输出电压范围较宽，因此要求后级

6、单向 DC- DC 变换器必须能够在宽输入电压范围内高效 工作。另外，变换器的输入电压和电流脉动小，这 样可以减小燃料电池的电流电压脉动， 增长寿命3。 文献5- 8提出了 PWM 复合式全桥三电平变换 器(Hybrid full bridge three- level converter, H- FB TL 变换器)。该变换器具有以下优点： 它不仅可以 工作在三电平模态还可以工作在两电平模态，因此 非常适合于宽输入电压范围的应用场合； 一个桥 臂是三电平桥臂，开关管的电压应力为输入电压的 一半，并且可以在很宽的负载范围内实现 ZVS； 一个桥臂是两电平桥臂，开关管的电压应力为输入 电压，它可

7、以利用谐振电感的能量实现 ZVS；输 出整流波形中高频分量小， 可以减小输出滤波电感， 但是它的输出整流管依然存在反向恢复问题，输出 整流管要承受电压尖峰，另外，滞后管在轻载的情 况较难实现软开关。 LLC 谐振变换器是将 LLC 谐振网络加入到变 换器中，使得开关管可以在全负载范围内实现 ZVS9- 15。由于该变换器副边没有滤波电感，因此 如果采用全桥整流，整流二极管的电压应力仅为输 出电压，而且可以实现 ZCS，从而减小开关损耗。 PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 54 中 国 电 机 工 程 学 报 第 26 卷 变压器漏感可以被利用为谐振电感，因此不存在由

8、 漏感引起的寄生振荡等问题。但该变换器采用变频 控制，因此在输入电压范围宽或负载变化很大的情 况下， 变换器的开关频率范围很宽， 难于优化设计。 本文将 LLC 谐振网络引入到 H- FB TL 变换器 中，得到复合式全桥三电平 LLC 谐振变换器(H- FB TL LLC 谐振变换器)。该变换器集合了 H- FB TL 变 换器和 LLC 谐振变换器的优点： 适合于宽输入电 压范围的应用场合；三电平桥臂的开关管电压应 力只有输入电压的一半；整流二极管的电压应力 仅为输出电压；可以在全负载范围内实现 ZVS。 因此非常适合于宽输入电压范围的应用场合，如燃 料电池供电系统等。 2 工作原理 2.

9、1 电路图和波型 图1给出了H- FB TL LLC谐振变换器的电路图 和主要波形。谐振电感 Lr，变压器励磁电感 Lm和 谐振电容 Cr构成 LLC 谐振网络。变压器漏感可以 被利用为谐振电感。 Vin * A B DR1 DR2 Lm Cf RL d Vo + _ CrCs s Tr Q1 D1 C1 Q2 D2 C2 Lr Q3 C3 D3 D8 D7 D5 D6 Q4 D4 C4 Cd2 Cd1 * DR4 DR3 Q6 Q5 C5 C6 iL m iLr vC r +- iDR2 iDR1 + Css RLd iLm vcr (a) 主电路 t 1DR i 0 t 4 t 2 t 1

10、DR i 2DR i t 5 t 7 t 6 t 3 t 1 t 8 t tAB v Vin Vin/2 t t t Lr i Lm i vCr t Q1 Q1 Q2Q2Q3 Q4 Q6 Q6 Q6Q5 (b)三电平模式主要波形 t 1DR i 1DR i 2DR i t6t5t4t3t2t1 t0 t AB v Vin/2 t t t t Lr i Lm i vCr t t7 Q1 Q2 Q2Q3 Q4 Q6 Q6Q6Q5 (c) 两电平模式主要波形 图 1 复合式全桥三电平 LLC 谐振变换器 Fig. 1 H- FB TL LLC resonant converter Q2, Q3, Q

11、5和 Q6移相控制。Q2和 Q3为超前管， Q5和 Q6为滞后管。Q1和 Q4 分别相对于 Q2和 Q3 进行 PWM 控制，因此被称为斩波管。 当输入电压较低时，Q1和 Q4斩波工作，Q2和 Q3与 Q5和 Q6之间有一个较小的固定相位差，将 Q2、Q3实现 ZVS 和 Q5、Q6实现 ZVS 分离开来。 vAB为三电平波形， 输出电压由斩波管的占空比来调 节，称之为三电平模式(3L 模式)，其主要波形图如 图 1(b)。当输入电压较高时，Q1和 Q4的脉宽减小 到零，Q2和 Q3与 Q6和 Q5移相工作，即通过调节 两者之间的移相角来调节输出电压，此时 vAB为近 似两电平波形，称之为两电

12、平模式(2L 模式) ，其 主要波形图如图 1(c)。 2.2 3L 模式 模态 1t0，t1：t0以前，Q3、Q5和 D8导通，AB 两点间电压 vAB为Vin/2。在 t0时刻，关断 Q3。谐振 电感电流 iLr给 C3充电，并通过 Css给 C2放电。在 C2和 C3的缓冲下，Q3近似零电压关断。在 t1时刻， Q2的体二极管导通。 o 303 2in30 /(4) ( )()/(2) ( )/2/2() mrm Cml Cml InV TL vtIttC vtVICtt = = = (1) 式中 Im为励磁电感电流最大值，在 t0时刻，iLm达 到反向最大值；n 为变压器原副边匝比；C

13、3l为三电 平桥臂开关管寄生电容。 模态 2t1，t2：在 t1时刻，D1和 D2导通，此时 PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 第 3 期 金 科等： 复合式全桥三电平 LLC 谐振变换器 55 可以零电压开通 Q2，vAB0。由于 Lm较大，因此 iLr基本保持不变，仍为 Im对 Cr充电，其电压 vCr线 形反向上升。 模态 3t2，t3：在 t2时刻，零电压关断 Q5，iLr 给 Q5充电，同时给 Q6放电，vAB由零变为正。iLr 在该模态中保持不变，仍为 Im。在 t3时刻，Q6的体 二极管导通。 522 622 ( )()/2 ( )()/2 Cml C

14、inml vtIttC vtVIttC = = (2) 式中 C2l为两电平桥臂开关管寄生电容。 模态 4t3，t4：在 t3时刻，零电压开通 Q6。此 时 iLriLm，DR1和 DR4导通，nVo加在 Lm上。而 Vin nVo加在 Lr和 Cr之上，iLr以正弦形式上升。其进 一步等效电路如图 2(a)所示。谐振电感电流 iLr、励 磁电感电流 iLm和谐振电容电压 vCr表达式如下： 3ino 33 3in o33 o3 ( )cos()() ( )sin()/ ( )sin() ( )( )1cos() ( )()/ Lrmr Crrr Crr mr Crr mmm itIttVnV

15、 VtttZ vtZ IttV nVVttt itnV ttLI = + = + = (3) 式中 1 rrr L C =； rrr ZLC=；VCr(t3)为谐振 电容电压在 t3时刻的初始值。 模态 5t4，t5：在 t4时刻，关断 Q1，iLr给 C1 充电，并通过 Css给 C4放电。在 C1和 C4的缓冲作 用下，Q1近似为零电压关断。DR1和 DR4仍然导通， nVo加在 Lm上，iLm继续线形上升。 模态 6t5，t6：在 t5时刻，C1电压充至 Vin/2， 而 C4电压为零，D7导通，使得 Vin/2nVo加在 Lr 和Cr上进行谐振， 其进一步等效电路如图2(b)所示。 i

16、Lr、iLm和 vCr表达式如下： 55in o55 55in o55 o5 ( )( )cos()(/2 )( )sin()/ ( )( )sin()(/2 )( )1cos() ( )()/ LrLrr Crrr CrrLrr Crr mmm itItttV nVVtttZ vtZ ItttV nVVttt itnV ttLI =+ =+ = (4) 模态 7t6，t7：在 t6时刻，iLr与 iLm相等，DR1 和 DR4自然关断，因此避免了反向恢复，此时 DR1 和 DR4上的反向电压为Vo。 输出侧与谐振电路脱离。 励磁电感的电压不再受输出电压限制， Lm与 Lr串联 参与谐振。由于

17、 Lm比较大，在这段时间里 iLr和 iLm 基本保持不变，其进一步等效电路如图 3(c)所示。 在 t7时刻， 零电压关断 Q2， 开始后半周期工作。 + _ iLr nVoLm Cr Lr Vin/2 Vin/2 + _ iLr nVo Lm Cr Lr Vin/2 + _ iLr nVo Lm Cr Lr Vin/2 (a) t3, t4 (b) t5, t6 (c) t6, t7 图 2 三电平模式进一步等效电路 Fig. 2 Further equivalent circuits of 3L mode + _ iLr nVo Lm Cr Lr Vin/2 + _ iLr nVo Lm

18、 Cr Lr Vin/2 + _ iLr nVo Lm Cr Lr Vin/2 Vin/2 (a) t3, t4 (b) t5, t6 (c) t6, t7 图 3 两电平模式进一步等效电路 Fig. 3 Further equivalent circuits of 2L mode 2.3 2L 模式 模态 1t0， t1： t0以前， D1、 D2和 Q5导通， vAB=0。 在 t0时刻，关断 Q5。iLr给 C5充电，给 C6放电，在 C5和 C6的缓冲下，Q5近似零电压关断。在 t1时刻， Q1, Q2和 Q6的体二极管导通。 模态 2t1，t2：在 t1时刻，零电压开通 Q6，DR1

19、 和 DR4导通， nVo加在 Lm上， iLm线形上升， iLr为负， 流过 D1、 D2和 D6， 因此 VinnVo加在 Lr和 Cr之上， iLr以正弦形式上升。 模态 3t2，t3： t2时刻，iLr上升为零。DR1和 DR4仍然导通，nVo加在 Lm上，iLm继续线形上升。 iLr给 C1充电，并通过 Css给 C4放电。 模态 4t3，t4：在 t3时刻，C1电压充至 Vin/2， 而 C4电压为零，D7导通，使得 Vin/2nVo加在 Lr 和Cr上进行谐振。 其进一步等效电路如图3(a)所示。 iLr、iLm和 vCr表达式与(4)一致。 模态 5t4，t5：在 t4时刻，关

20、断 Q2，在 C2和 C3的缓冲作用下， Q2近似为零电压关断。 DR1和 DR4 仍然导通，nVo加在 Lm上， iLm继续线形上升。 模态 6t5，t6：在 t5时刻，C2电压上升至 Vin/2， 而 C4电压为零，D3、D4和 Q6导通，使得 nVo加在 Lr和 Cr上进行谐振。其进一步等效电路如图 3(b) 所示。iLr、iLm和 vCr表达式如下： PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 56 中 国 电 机 工 程 学 报 第 26 卷 55o 55 55o 55 o1 ( )( )cos() ( )sin()/ ( )( )sin() ( )1cos() (

21、 )/ LrLrr Crrr CrrLrr Crr mmm itItttnV VtttZ vtZ ItttnV Vttt itnV ttLI =+ =+ = (5) 模态 7t6，t7：在 t6时刻，iLr与 iLm相等，DR1 和 DR4自然关断，因此避免了反向恢复，此时 DR1 上的反向电压为输出电压。变压器副边开路。Lm与 Lr串联参与谐振。在这段时间里原边电流基本保持 不变。其进一步等效电路如图 3(c)所示。 在 t7时刻， 零电压关断 Q6， 开始后半周期工作。 3 变换器特性 在分析变换器特性之前先做如下定义： Lr和 Cr谐振频率： 1/ 2 rrr fL C= (6) Lr,

22、 Lm和 Cr谐振频率: 1/2() mrmr fLLC=+ (7) 频率比： / Nsr fff= (8) 式中 fs为开关频率。 电压传输比： oin /MnVV= (9) 从上一节的工作原理分析可以看出 H- FB TL LLC 谐振变换器在一个工作周期中有多个谐振模 态，各个谐振模态之间的转换由 iLr和 vCr决定，因 此很难用简单的表达式描述变换器的输入输出关 系。 为了得到变换器稳态的特性， 运用 Matlab 软件， 及式(1)(9)就可以得到变换器的电压传输比，如图 4 所示。 图 4 给出了不同开关频率比条件下，电压传输 比 M 随占空比变化而变化的曲线， 这是谐振变换器

23、最重要的特性。 其中3L模式中占空比D= (t4- t1)/(t7- t1) (如图 1(b)所示)，2L 模式占空比 D=(t4- t1)/(t7- t1) (如 图 1(c)所示)。 fn=0.8 fn=1.1 fn=1.2 fn=0.9 fn=1.0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 M 0 0.2 0.4 0.6 0.8 D (a)2L 模式 fn=0.8 fn=1.1 fn=1.2 fn=0.9 fn=1.0 0 0.2 0.4 0.6 0.8 D 0.9 1.0 1.1 1.2 M (b) 3L 模式 图 4 电压传输比 Fig. 4 Voltage conversion rat

24、io 如果变换器工作频率靠近 fm，那么开关管将不 能实现 ZVS。在此情况下，励磁电流将会在开关管 关断之前反向，使得变换器工作在 ZCS 条件下。另 外，谐振电容也会承受很高的电压应力。所以变换 器的工作频率应该尽量靠近 fr。但是如果 fs高于 fr， 副边整流二极管将会失去 ZCS，并带来电压尖峰。 而且空载特性较差，通常需要加一定的死负载。综 上所述，变换器的工作频率应该低于但尽量接近于 谐振频率 fr。 ，即 fN1 并接近于 1。因此后一节的原 理样机 fN取为 0.9。 4 实验结果 为了验证 H- FB TL LLC 谐振变换器的工作原 理，在实验室中建立了 1 台 1.5k

25、W 原理样机，具体 参数如下：输入电压 Vin= 200400V(DC)；输出电 压 Vo=360V(DC)；输出电流 Io=4A；开关频率 fs=100kHz； 谐 振频 率 fr=111.1kHz； 谐 振电 容 Cr=94.4nF；谐振电感：Lr= 21.7H；励磁电感 Lm=120.6H； 开关管 Q1- Q4为 APT30M75BFLL； 开 关管 Q5- Q6为 SPW47N60C3；整流二极管 DR1- DR4 为 CSD10060；续流二极管 D7- D8为 DSEP30- 03A； 变压器原副边匝比为 9:17。 图 5(a)、(b)分别给出 3L 模式(200V 输入)和

26、2L 模式(400V 输入)满载时 vAB, vCr, ip, iDR1 和 vDR1的波 形。从图中可以看出谐振网络工作与原理分析完全 一致。副边整流二极管电流谐振到零自然关断，实 现 ZCS。所以并不存在反向恢复的问题，电压也没 有尖峰，电压应力仅为输出电压，因此不需要增加 吸收电路。 图6分别给出Vin=200V满载时各开关管驱动电 压、漏源间电压和漏极电流波形。从图中可以看出 所有开关管均实现 ZVS。三电平桥臂开关管电压应 力为输入电压的一半，而两电平桥臂开关管电压应 力为输入电压。 PDF 文件使用 pdfFactory Pro 试用版本创建 第 3 期 金 科等： 复合式全桥三电

27、平 LLC 谐振变换器 57 图7给出了H- FB TL LLC谐振变换器的效率曲 线。图 7(a)分别给出了 Vin=200V 和 Vin= 400V 时效 率与输出电流的关系。在 Vin= 400V 满载时，变换 器效率达到 95.2%。图 7(b)给出了输出满载时效率 2s/格 t/s 500V/格 10A/格 20A/格 1000V/格 250V/格 vAB VCr ip iDR1 vDRi (a) 200V 输入时 vAB, vCr, ip, iDR1 和 vDR1波形(3L 模式) 2s/格 t/s 500V/格 10A/格 20A/格 1000V/格 250V/格 vAB VCr

28、 ip iDR1 vDR1 (b) 400V 输入时 vAB, vCr, ip, iDR1 和 vDR1波形(2L 模式) 图 5 满载实验波形 Fig. 5 Experimental waveforms at full load 1s/格 t/s 10A/格 100V/格 25V/格 vGS(Q1) vDS(Q1) iDS(Q1) (a) 斩波管 1s/格 t/s 10A/格 100V/格 25V/格 vGS(Q2) vDS(Q2) iDS(Q2) (b)超前管 1s/格 t/s 10A/格 250V/格 25V/格 vGS(Q6) vDS(Q6) iDS(Q6) (c) 滞后管 图 6 V

29、in=200V 满载时各开关管驱动电压、 漏源间电压和漏极电流 Fig.6 The gate drive signal, drain- source voltage, and the drain current of the switches at full load and Vin=200V 与输入电压的关系。从图中可看出效率随输入电压 升高而升高，这也是 LLC 谐振变换器的主要特性。 0 1.0 2.0 3.0 4.0 Iin/A 88 90 92 94 /% Vin=400V Vin=200V (a) Vin=200V 和 Vin=400V 时效率与输出电流的关系 175 225 27

30、5 325 375 Vin/V 93 95 /% (b) 输出满载时效率与输入电压的关系 图 7 效率曲线 Fig. 7 The overall efficiency 5 结论 本文提出了一种适合于燃料电池供电系统新颖 的 H- FB TL LLC 谐振变换器，它具有以下优点： （1）可以在很宽的输入电压范围内高效工作， 因此适合于宽输入电压范围的应用场合； （2） 三电平桥臂开关管电压应力仅为输入电压 的一半； （3）输出整流二极管实现 ZCS，而且其电压 应力仅为输出电压； （4）可以在全负载范围内实现 ZVS。 参考文献 1 Wang J，Peng F Z，Anderson J，et a

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34、l- bridge three- level converterJProceedings of the CSEE， 2003，23(4)：9- 14 7 陈武，阮新波加箝位二极管的 ZVS PWM 复合式全桥三电平变换 器J中国电机工程学报，2005，25(20)： Chen Wu ， Ruan Xinbo Zero- voltage- switching pwm hybrid full- bridge three- level converter with clamping diodesJ Proceedings of the CSEE，2005，25(20)： 8 Chen W， Ruan

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