放大器的频率响应.doc

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1、放大器的频率响应单级放大器的分析中只考虑了低频特性， 而忽略了器件的分布电容的影响， 但在大多数模 拟电路中工作速度与其它参量如增益、 功耗、噪声等之间要进行折衷，因此对每一种电路的 频率响应的理解是非常必要的。在本章中，将研究在频域中单级与差分放大器的响应，通过对基本概念的了解，分析 共源放大器、共栅放大器、CMOS放大器以及源极跟随器的高频特性，然后研究级联与差分放大器，最后考虑差分对有源电流镜的频率响应。6.1频率特性的基本概念和分析方法在设计模拟集成电路时， 所要处理的信号是在某一段频率内的， 即是所谓的带宽，但是 对于放大电路而言， 一般都存在电抗元件， 由于它们在各种频率下的电抗值

2、不同， 因而使放 大器对不同频率信号的放大效果不完全一致，信号在放大过程中会产生失真，所以要考虑放大器的频率特性。频率特性是指放大器对不同频率的正弦信号的稳态响应特性。6.1.1基本概念1、频率特性和通频带放大器的频率特性定义为电路的电压增益与频率间的关系：?A Av（f）（f）（ 6.1）式中Av（f）反映的是电压增益的模与频率之间的关系，称之为幅频特性；而（f）则为放大器输出电压与输入电压间的相位差与频率的关系，称为相频特性。所以放大器的频率特性由幅频特性与相频特性来表述。低频区：即在第三章对放大器进行研究的频率区域，在这一频率范围内，MOS管的电容可视为开路，此时放大器的电压增益为最大。

3、当频率高于该频率时，放大器的电压增益将会下降。上限频率：当频率增大使电压增益下降到低频区电压增益的1八2时的频率。高频区：频率高于中频区的上限频率的区域。2、幅度失真与相位失真因为放大器的输入信号包含有丰富的频率成分，若放大器的频带不够宽，则不同的信号频率的增益不同，因而产生失真，称之为频率失真。频率失真反映在两个方面： 幅度失真（信 号的幅度产生的失真）与相位失真（不同频率产生了不同的相移，引起输出波形的失真）。由于线性电抗元件引起的频率失真又称为线性失真。注：由于非线性元件（三极管等）的特性曲线的非线性所引起，称为非线性失真。3、用分贝表示放大倍数增益一般以分贝表示时，可以有两种形式，即：

4、功率放大倍数：Ap(dB)10lg 詈(dB)p(6.2)2电压放大倍数:Av(dB)10lgV720lg寸(dB)(6.3)4对数频率特性频率采用对数分度， 而幅值（以分贝表示的电压增益） 或相角采用线性分度来表示放大 器的频率特性，这种以对数频率特性表示的两条频率特性曲线，就称为对数频率特性， 也称为波特图，它是用折线近似表示的。6.1.2研究方法对频率特性的研究一般是基于网络系统的传输函数的零极点的研究，由信号与系统的理论可知传输函数的零点决定了系统的稳定程度，而传输函数的极点所对应的就是系统的转折频率，因此重点通过等效电路推导出电路的传输函数， 进而求出零、极点以确定电路的频率 特性。

5、考虑如图6.1中的简单级联放大电路，Ai与A2是理想电压放大器，Ri与R2为每一级的输出电阻模型，G与Cn代表每一级输入电容，Cl代表负载电容。o图6.1放大器的级联则总的传输函数为：ViAi1RSCinsA21R| C n sA1 R2CPs(6.4)该电路有三个极点，每一个极点是由从该节点看进去的总的到地的电容与总的到地的电 阻的乘积。因此，电路的极点一一对应于电路的节点，即3j=f，其中t是从节点j看进去的电容与电阻的乘积。因此可以认为电路的每一个节点提供给传输函数的一个极点。上面的描述一般情况下是无效的，例如在图6.2的电路中，极点的位置很难计算，因为R3与C3在X与Y相互交接，然而在

6、一个极点的许多电路中每一个节点提供一个直观的方法 估算传输函数：把总的等效电容与总的累加的电阻相乘（有效的节点到地），因此得到等效时间常数和一个极点频率。oC3Vi图6.2节点之间的相互作用6.3(a)所示，则根据第二6.3(b)中小信号等效电路，对图6.3(b)中的o图6.3(a)二极管连接的增强型(c)NMOS为负载的共源放大器电路;(c)图(b)的简化电路(b)图(a)的等效电路;在图6.3(c)所示的等效电路中G g ds1 gds2 g m2 gmb2(6.5)CCdb1Cgs2 Csb2 CL根据KCL定理求解图6.3(c)中各节点的电流，可得到:V1 ViV1Cgd1S (Vo

7、V1)Cgd1S 0RS(6.6)(6.7)(Vo VJCgd1S gmMVo(Cs G) 0(6.8)由式(6.7)可得到：Vo Cgd1S G CsV1(6.9)gm1 Cgd1S把式(6.9)代入式(6.7)，可得:6.2共源级的频率响应6.2.1电路的零极点 1等效电路法以二极管连接的增强型 NMOS为负载的共源放大器电路如图 章所学的MOS管的小信号等效模型， 可以得到图ViRs(C gs1 Cgd1 )sG (Cgd1 C)sRsgm1 Cgd1sVoC gd1s(6.10)即有:V0(s)Vi(Cgd1S g m1) / GRs2S sRs(1 gm1/G)Cgd1GRSCgs1

8、(Cgd1 C) / Gs 1(6.11)上式中(6.12)Cgs1Cgd1 Cgs1C C gd 1C由式(6.11 )可以看出此传输函数的分母为s的二阶函数，存在两个极点，分子为 s的一阶函数，存在一个零点。其零点为式(6.11)中分子为零时的s的值，所以令 Cgd1S gm1=0得sz=gm1/Cgd1，并且该 零点在s平面的右半平面，系统稳定性较差。式(6.11)显示其分母很复杂，为了求出它的极点，先进行一些假设：假设式(6.11 )中存在两个极点分别为3P1与WP2，则其分母可表示成(S+3P1)( S+3P2 ),根据极点定义，分母为0时的s的值即为其极点，因此有：(s P1 )(

9、sP2)s2(p1P2)Sp1 p2(6.13)为了获得与式(6.11 )相同的分母形式，式(6.13)除以3P1WP2就可得到:s11()S 10(6.14)p1 p2p1p2假设两极点距离较远，即I 0P1|<<| GP2|,则从式(6.14)可以看出：此时S的系数近似等 于1/叩1,比较式(6.11)与式(6.14)可得到:(6.15)1Rs(1 g m1 / G ) C gd 1RsC gs1(Cgd1 C)/G由式(6.11)与式(6.14)还可以估算出如图 由于S2的系数等于1/( CP1 3P2),则有：6.3 (a)所示的共源级电路的第二阶极点,P2RS (1gm1

10、/G)Cgd1RSCgs1(Cgd1 C) / GRS (Cgs1Cgd1Cgs1C Cgd1C)/G(6.15)根据以上两个极点与图6.4共源极的波特示意图6.4所示。2密勒电容等效法将图6.2（c）中的电容Cgdi采用密勒等效法进行分解，可进一步简化成如图 6.5所示的等 效电路。图中 Ci=C gsi+C gdi（1+g mi/G）。O Vo根据VoVi把式ViKCL定理，对于图(gm1 sCgd1 )V1s(C Cgdi) G1/sCi1/sCiRSVi(6.18)(gm1-SCgdJV 1图6.56.5中的电路有:共源级的密勒等效电路C + Cgdi代入式（6.17）中，可以很简单地

11、推导出其传输函数为:Av(s)(sc(sCgd1 gm1)/RS_1)s(C CgdJ GRs(6.17)(6.18)(6.19)由式（6.19）可以看出该电路存在一个零点与两个极点，其零点是分子为零时的 s的值,其值为 sz= gm"Cgd1 o令式（6.19）中的分母为0，可求得两极点分别为：P1(6.20)1 1RSCiRS(Cgs1 Cgd1(1 gm1 /G)p2GC Cgd1(6.21)式（6.20）中的极点称为输入极点，而式（6.21）中的极点则为输出极点。比较以上两种方法求出的零极点的值可以看出，零点完全相等，而极点并不完全相同， 比较输入节点与式（6.15）中的节点

12、，可以发现不同之外在于式的分母中多了一项（Cgd1+C ）/G,所以只要该项远小于式中分母的前两项之和就可近似相等了。这说明用密勒电容等效求出的输入极点是一种近似的方法，但由于其计算很简单，且又能反映了极点的主要性质，所以可用此方法来估算极点。比较输出极点与式（6.21 ）中的极点，可发现若式（6.21）中Cgs>> （1+g m Rd）Cgd+Rd（Cgd +Cdb）/Rs，则:P2RSCgs1RS (Cgs1Cgd1 Cgs1 C) / GG(Cgd1 C)(6.22)与输出极点完全相同，即只有当Cgs是频率特性中的主要分量时，用密勒电容等效的方法求输出极点才是有效的。由式（6

13、.20）与（6.21）还可看出：当 Cgdi与C的值都较小时，输入极点为主极点；而 当C很大时，则输出极点为其主极点，并将G的值代入式（6.22），则在该条件下系统的主极点简化为 （gm2+gmb2）/C。622 输入阻抗考虑MOS的分布电容后，在高频时，共源放大级的输入阻抗并不为无穷大，本节就根 据高频等效电路讨论其输入电阻值。从图6.5很直观得到在忽略输出对输入的影响时的输入阻抗为：sCi1Cgs1 (1 gm1/G)CgdlS(6.23)但在高频时，输出节点的作用必须考虑在内，图（6.3）中的输入电阻应为Cgs1与其后的输入电阻并联而得。根据求输入电阻的方法，假设在图（ 令Cgd1上的电

14、流为I，则根据基尔霍夫定理可得：(Igm1V)11/GsC/GICgd1s因此：V1 S（Cgd1 C）/GI Cgs1s（1 gm1/G sC/G）所以该电路的输入阻抗应为：C gs1 S1 S(Cgd1 C)/GC gs1 s(1 gm1/G sC/G)6.3）中的V1点加上电压 V,且（6.24）（6.25）（6.26）若 (Cgd1G（1 学）时，则式（6.26）与式（6.23）完全G相同，表明输入阻抗主要是容性的。然而在更高频率下，式（6.26）包含了实部与虚部，即输入阻抗中有阻性也有容性存在。实际上若Cgd1较大，则在M1的源极与栅极间的有一低阻抗通路，使得1/gm1与G均与输入并

15、联。6.3源极跟随器6.3.1电路的零极点源极跟随器常常被用作电平移位或缓冲器，考虑如图6.6（a）中的所示的源极跟随器电路，其中Cl代表从输出节点到地的总电容，包括CSB1，M2为一个工作于饱和区的电流源，考虑MOS管分布电容的等效电路如图 6.6 （b）所示，对图6.6（ b）进行进一步简化可得到 如图6.6（c）所示的等效电路。(b)考虑MOS管分布电容的等效电路；(c)图(b)的简化等效电路图6.6在图源跟随器;6.6(c)中g ds1gds2(6.27)Cdb2 Csb1Cl(6.28)根据KCL定理，写出各节点的电流得:(ViVo )Cgs1 s g ml (V1Vo )g mb1

16、Vo(G Cs)Vo(6.29)ViRsCgsiS(ViVo)Cgdi sV1 V1(6.30)由式(6.22)可以求得:Vi(g m1 g mb1 CsCgs1s G)Vog m1Cgs1s(6.31)将式(6.30)代入式(6.31)，可得:纠s)VisCgs1g m1RS (CC gs1C gsICgdl2CCgd1)s ( gm1RSCgd1C Cgs1)S (1 )gm1G(6.32)上式中 1(2)(1gm1Cgs1 )Cgd1，n=gmb1/gm1。对式(6.32)进行分析，可看出该电路有一个在左半平面的零点:sZgm1 /C gs1(6.33)这是由于在高频时由 Cgs耦合的信

17、号与由放大管产生的信号以相同极性相加。由于式（6.33）的分母是s的二次方程，所以该电路存在两个极点。同分析共源放大器的极点一样，假设两个极点相距较远，则两个极点值分别为:(1)gm1 Gpig mi RSCgdi CCgs1(6.34)p2g miRSCgdiC CgsiRs(CCgsiCgsiC gd 1 CCgdi)(6.35)假设不考虑电源内阻，则式（6.34）可简化成:pi(1)g mi GC Cgs1(6.36)Gg m1(6.37)VoVT(s)Cgs1C gs1 C(6.38)一般而言，由于 C>C gs1 ,所以3p1<Sz。 对式（6.28）进行进一步分析，假如

18、：cCgs1则式（6.36）可简化为3p1=gm1/Cgs1，且式（6.33）也可简化成:由式（6.38）可以看出在满足式（6.37）的条件下，该电路的传输函数为一个与频率无 关的常数。式（6.37）的条件可以通过另增一个与Cgs1相并的电容Ce来实现，Ce的值应为：CeCC / gm1Cgs1(6.39)所以当在三极管 M1的栅极与源极之间接入一个电容值如式（6.31）所表示的电容 Ce时, 其传输函数为一与频率无关的常数。6.3.2输入阻抗Vo图6.7源跟随器输入阻抗的计算图6.7为求解图6.6 （a）中所示电路的输入阻抗的等效电路图，忽略输出对输入的影响 时，电路的输入电阻为：(6.40

19、)V(S) 1Cgs1sgm11 (s) Cgs1S Cgs1S(G gmb1 SC)而电路的总的输入电阻为 Cgd1与上述电阻的并联，因此:Z i Cgd 11Cgs1s g m1C gs1 s C gs1 s(G g mb1 sC )(6.41)如果gmb1+G<<Cs且忽略Cgd1的影响，则有:11Cgs1 sCgm1Cgs1Cs2(6.42)该式表明：其输入阻抗可等效为电容Cgs1与C及一个阻值为gm1/Cgs1C®2的负阻相串联，因此该电路可能发生振荡。633 输出阻抗源极跟随器的输出阻抗也是非常重要的，可采用图6.6(c)中所示等效电路来求解，根据求输出电阻的

20、方法，令输入信号为零，在输出端加入一个电压值为V。的电压源。则根据KCL定理，可求得：Zo 01 (6.43)j。“、 RsCgd1S 1G gmb1 sC (sC gs1 gm1 ) ' -RS(Cgd1S Cgs1s) 1由(6.43)式可发现：在低频时，即S趋于0，其输出阻抗为1/(gm1+gmb1)。若S趋于无穷大，则在不考虑等效电容C的前提下，由于 Rsv 1/(G+g m1)且Cgs1>>C gd1，所以其输出阻抗为：Rs。由此可以看出一种趋势：即当频率上升时，其输出阻抗增大，即该电路的输出阻 抗具有电抗的性质。其输出阻抗与频率间的关系如图6.8所示。又因为一般

21、情况下 Rs> 1/(gm1+gmb1)成立，则(6.43)式可简化成:(6.44)RSCgs1S1gm1(1) Cgs1S用无源网络来等效表示 Zo,如图6.9所示，下面就求解电阻 R1、R2与L的值。L图6.9源跟随器的等效输出阻抗由图6.9可以很直观地看出该无源网络的总阻抗为:Zo R2RiLsR1 Ls(6.45)1）在3 =0时Zo等于R2,而在同等条件下原电路的输出阻抗为: 得到：1/(gml+gmb1)，因此可1gm1 g mb1(6.46)V2）当3 =o时，由式（6.45）可得到Zo = R1+ R2,而原电路在 3 =o时Zo等于Rs,所以 有R1+ R2= Rs,把

22、R2的值代入可求得：R1Rs1g m1 g mb1(6.47)3）式（6.44）与式（6.45）应该相等，故可把R1与R2代入可求出电感L:Cgs1Lg-(Rsgm1 g mb1g m1)g mb1(6.48)式（6.48）表明：若Rs很大，则源级跟随器的输出阻抗基本上为一电感，所以若一源极跟 随器被一大电阻驱动，则它基本表现出电感的行为。而与此同时驱动一大的电容负载Cl ,则在输入为阶跃信号时其输出电压表现出减幅振荡”的特性。如图6.10所示。图6.10带大电容负载的源跟随器在阶跃响应中的减幅振荡6.4共栅级一一电流缓冲器6.4.1电路的零极点考虑如图6.11 （a）所示的共栅放大器，其高频

23、交流小信号等效电路如图6.11（b）所示,图中C =Cgs什C sbob(gm1 +gmb1)V 1T 0 T =FC 丰 CgdRlz(a)(b)图6.11 (a)共栅级电流缓冲器的电路(b)高频等效电路忽略沟道调制效应，根据KCL定理，写出图6.11(b)中节点V1与节点Vo两节点的电流之和，可得：Vi V1(gm1 g mb1 )V1 V1CsRs(6.49)(gm1 g mb1 )V1VoCgd1SVo / RL(6.50)由式(6.50)可求得Cgd1s 1 / Rl VVoV1gm1 gmb1(6.51)将上式代入式(6.49)可得：Vo ( s)(gmg mb) RLVi ( )

24、Rs(Csg m1 g mb1 )1(1R LCgd1 s)(g m g mb ) RL11 (g m g mb)Rs 1 Cs/(g m1g mb1由式(6.52)可以看出，其传输函数不存在零点，即该电路没有电容的密勒积, 宽带放大器，为：(6.52)是也称为宽带电流缓冲器。而从分母可以直接看出共栅电路存在两个极点,分别piRLCgd1(6.53)p2g mi g mbi 1 / RS(6.54)如考虑沟道调制效应，则计算变得非常复杂。6.4.2输入阻抗由第三章的知识可以知道：若入不等于0，共栅的输入阻抗与漏极负载有关，其输入阻抗为：Zl9m gmb)ro1(6.55) g m g mb其中

25、 Zl=Rl II 1/(C12S)。若由一个相对较大的阻抗来驱动共栅级，则电路的输出阻抗在高频时会下降，这将在级联电路中阐述。6.5级联放大器考虑如图6.12所示的级联结构，其负载为一个二极管连接的NMOS管，根据高频交流小信号MOS管的等效模型可以画出相应的等效电路，如图6.13所示，图中忽略了 M2与M3的体效应与沟道调制效应，而考虑了M1的沟道调制效应。采用密勒等效电容可以把图6.13中的等效电路简化成如图6.14所示的等效电路结构。VddRS匸VI匚1-1=o图6.13负载为二极管连接的级联结构的交流小信号等效电路C gd1(19m1 / g m2)(6.56)C1C gs1C2Cg

26、d1Cdb1 Cgs2 Csb2(6.57)C3ClCgd2 Cdb2 Cgs3(6.58)根据KCL定理，可以直接求出图 6.14中的电路的传输函数:Av(s)gm2(sCgd1 gm1) / RS(SC11/Rs)(sC2 gm2 1/ds1)(SC3 gm3)(6.59)由上式可以看出，该电路存在一个零点:sZgm1 /Cgd1，在s平面的右半平面，电路存在着不稳定性。由于式（6.59）式的分母是s的三次方，因此该电路存在着三个极点:1plRSC1(6.60)P2gm21/ rds1C2(6.61)p3(6.62)g m3c3其中3p1常常为主极点，所以电路的3dB频率为：1/2 nR1

27、。典型的有：gm1=gm2，所以有：C1 = Cgs1+2Cgd1。极点的选择在高频应用时会直接影响电 路的性能。但若图6.12中的负载用一个理想电流源代替以便得到高的直流增益时频率特性时，由 第三章所的内容可知，若M2的源极负载阻抗很大，则在A点看到的阻抗也会很大，然而总的传输函数则几乎不受影响。6.6 CMOS增益级如图6.15（a）所示的推挽式 CMOS放大电路，其频率特性如何呢？同理可以先画出其 高频等效电路，如图 6.15 （b）所示，进一步用密勒等效电容对此进行简化，得到如图6.15（c）所示的交流小信号高频等效电路。o2SgCgds2Cdb2RSrC +cgd1 gd2V igs

28、1 gs2= J+C gs2)gm1+gm2-S(Cgd1 +Cgd2) V1V。g 1cg-Tdcl1=vlgds1 Cdb1(b)P V og n+Cgd1+cgd1 gd2（c）图6.15 （a）推挽式CMOS放大电路；（b）图的高频等效电路；（c）高频等效电路的简化电路图6.15 （b）、（c）中的G、C、Ci分别为：(6.63)(6.64)Ci Cgs1 Cgs2g ml g m2G(Cgd1Cgd2)(6.65)通过图6.15 ( c)的等效电路可以直接得到该电路的传输函数为:s(C gd1 Cgd2) (gm1 g m2 )/Rss(C gd1 Cgd2 C) G(sCi 1/R

29、s)(6.66)上式中分子为s的一阶函数，因此该电路存在一个零点:Szgm1 g m2Cgd1 Cgd2(6.67)G g ds1gds2C Cdbl Cdb2 Cl上式表明：该零点在 s平面的右半平面，电路存在着不稳定性。而式(6.66)的分母为s的二阶函数，因此该电路存在两个极点，其值分别为:(6.68)(6.69)GJ31 = 1/RsCi(4)2= 一 G/(Cgd1+Cgd2+C)如果Rs足够大，则p1p2 ,所以 诃 为该电路的主极点。即如果前级的输出电 阻足够大时，3p1为该电路的主极点，也即输入极点。6.7差分对放大器基本差分对的工作方式有全差分输出与单端输出的两种主要结构，下

30、面就分别研究它 们的差模方式与共模方式的频率特性。6.7.1 CMOS全差分对CMOS全差分对的电路结构如图6.16 (a)所示，可根据半边电路概念对该电路进行分 析。1差分模式半边电路6.16(b)所示，而图6.16 (c)则为其交差分模式的半边电路如同共源放大器一样，如图 流小信号高频等效电路。M 2M O I。V b2*(b)Cgd102C gs1g m1V id1rds4” r ds1 Vod(c)图6.16 (a)CMOS全差分电路；(b)差分模式的半边电路与共源级;(c)l图(b)的小信号高频等效电路6.16 (c)求出电图6.16 (c)中C= CL+Cdb1+Cdb4，同共源放

31、大电路一样，可直接由图 路的其传输函数为：H(s) /1 s(Cgd! /gmi)g ( rds1 rds4 )rds1ds41 s(C Cgd 1 )ds1ds4 /(ds1ds4 )(6.70)上式的分子为 平面，电路存在不稳定性。而式(6.70)中的分母也为s的一阶函数，因此该类电路存在一个极点:s的一阶函数，故该电路存在一个零点：Sz=gm1/Cgd1，处于s平面的右半rds1rds4rds1rds4 (CCgd1)(6.71)上式表明该电路的极点在 s平面的左半平面，并且一般零点频率大于极点频率。 另外，由于+V i/2与一Vi/2乘以同样的传输函数，在(而不是两条支路中的极点的总和

32、)。差分放大器的增益带宽积为：Vo/Vi中的极点等于每一支路的极点A fgm1rds1rds4 1Av0 1 p1rds1rds4g m1rds1rds4 2 rds1rds4(CCgd1)2 (C Cgd1)(6.72)由此可画出它的波特图，如图 6.17所示:2共模半边电路全差分放大器的共模半边电路如图6.18(a)所示，根据第四章的分析可得到其高频交流小信号等效模型，如图6.18 (b)所示：V biT4V DDVdC gdi卄丰 C gsi Qgm1(V ic-V s)gds4二二 cV ic+ CLV b2-V sHL(a)图6.i8(a)差分放大器的共模半边电路；图6.i8中的等效

33、电路忽略了Mi的体效应,C= CL + Cdbi + C db4Ci =( Csb什Cgd5+Cdb5)/2根据KCL定理写出各节点的电流，对于Cgdis(Vic Voc) g mi(Vic Vi) (Voc2/ 9ds5且其中的Voc点有:V1)/ rds1V oc(b)(b)高频交流小信号等效模型C与Ci分别为：Voc / rds4VocCs(6.73)对于Vi点有:(VicVi)CgsiSg mi(VicVi )(VocVi)/rdsiViCis Vi / 2rds5(6.74)把(6.73)式与(6.74 )式相加可得到:Cgdis(VicVoc )Cgsi s(VicVi)Voc/

34、rds4VocCsViCis Vi / 2 rds5(6.75)故有:Vi(C gdisCgsi S)Vic(i/rds4CSCgdiS)VocCi S CgsiSi/ 2rds5(6.76)把上式代入式(6.73 )可求得：Cgdi(Ci Cgsi)s(Ci Cgsi)gmi Cgdi /2rds5 (gdsi gmi)(Cgsi Cgdi)sH(s)畑Vic9mi /2rds52(CiCgsi )rdsirds4C Cgdi(CiCgSi)(CCgdi)S (C Cgdi)(rdsirdsirds42rds5igmi)si(gmi)/ rds4rdsi1(6.77)s的右半平面, s左半平

35、面的零点上式的分子是s的二阶函数，因此该电路存在两个零点：一个零点位于 而另一个零点位于 s的左半平面，且在s的右半平面的零点频率远大于在 频率。而(6.77)式的分母也是s的二阶函数，因此还存在两个极点，并且两个极点都位于s平面的左半平面，其中一个极点取决于等效电容C，称为输出负载极点， 而另一个极点取决于电容Ci，称为尾电流源极点。若输出极点比尾电流源极点离原点更远，其共模抑制能力 在高频时显著下降。6.7.2电流镜为负载的差分对典型的电路结构如图6.i9所示，该电路包含了差动传输函数的两条信号通路，不能用半边电路概念来分析其高频特性。图6.19中的三极管 M3与M4构成的通路在节点A有一

36、极点：Sz=gm3/CA,其中CA指的CdB3、CDB1和CGD4的密勒效应组成，此极是节点A到地的总电容，该电容由Cgs3、点称为镜像极点”。CGS4、o如图 6.20所示，且有：VQ=gmNoNVi，op，则节点A处用戴维南等效法可画出图6.19的简化模型，P与N分别指PMOS管与NMOS管，假定1/gmP<< rRQ=2roN，式中的下标 的小信号电压为：CaS gmP1RqCAS gmPM4的小信号漏电流为 gm4VA，且有:VA (V。Vq)(6.78)1g m4VA1 Vo(C L s)roP(6.79)把式（6.79）代入式（6.78）,可得:Vo2Vi2rop ro

37、N C aCl s(2r°NroP )Car°p(1gmN roN (2g mPC aS)2g mP roN )Cls 2g mP (r°N心)采用如同共源级放大器求极点的同样方法，由式（6.80）6.79）式可以求出其主极点为：pi忽略式pi2g mP ( roNroP )(2roN roP )Ca roP (12gmproN )Cl(6.81)（6.81 ）分母中的第一项并假设2gmproN>>1，则有:(r°N r°p)C_(6.82)该极点正是负载极点。而第二个极点为：(6.83)g mP p2云这也正是节点A处的镜像极点。

38、因此，该电路分为两条信号线，对于负载线的传输方程为：Ao/（1+ s/ <pi）（1+s/血），而尾电流源线的传输方程为Ao/（l+s/妙），所以总的传输方程为：VoAv01AV0（2 s p2）Ad （s）1Vi1 s pi 1 s p2 （1 s pi）（1 s p2）式（6.84）表明在s平面的左半平面有一个值为2gmp/CA= 2 wP2的零点。对式（6.84）进行近似分析：其主极点为式（6.82）所表示的值，则式（6.84）(6.84)可简化为:g m1Ad(s)sC Lrds1 rds4 /( rds1rds4 )(6.85)而其共模传输函数可表示为:1/Ro sCsAc(s)2 g m4 rds1 sCrds1rds4 /( rds1rds4 )(6.86)上式所表示的传输函数的主极点为:rds1 rds4(rds1rds4)C零点为：(6.87)1R OCs(6.88)式（6.88）表明其零点左s平面的左半平面，系统稳定。在高频时，其共模抑制比以20dB/10倍频程下降。由以上的分析可以看出全差分放大器与镜像电流源为负载的差分放大器不存在镜像极 点，这是全差分电路的又一个优点。