第三章整流电路2.ppt

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1、5.4 大容量相控整流电路,3、平衡电抗器工作原理：,由于平衡电抗器 的接入，瞬时电压差 加在电抗 器两端， ，当 时， ， ，使 降低 后接入负载， ， 使 升高 后接入负载，电感使两组整流桥输出到负载 的电压达到平衡，正、负两组同时导电，故称之为平衡电 抗器。,5.4 大容量相控整流电路,2. 带平衡电抗器的双反星形相控整流电路数量关系,由式,由于每组三相半波整流电流是负载电流的1/2，故晶闸管的选择和变压器二次绕组额定容量的确定只要按Id/2计算即可。流过晶闸管和变压器二次绕组的电流相同，在电感性负载时都是方波，其等效值为,晶闸管承受的最大正反向电压的计算，与三相半波时相同。关于变压器所

2、流过的电流其二次绕组与三相半波时相同，一次绕组则与三相桥式相同。,（5.4.9）,可知，输出电压中的谐波阶次n为6k，k=1,2,3， n=6,12,18.，最低谐波为6次谐波，其值仅为直流平均值 的235。,（5.4.6）,5.4 大容量相控整流电路,3、结论,（4）两种电路中晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系 一样，ud和id的波形形状一样。,将双反星形电路与三相桥式电路进行比较：,（1）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半波并联，且后者需用平衡电抗器，同时有两相导电，变压器磁路平衡，不存在直流磁化问题；,（2）当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/2，而 Id是单相桥的2倍

3、；,（3）每一整流器件承担负载电流Id的一半，整流器件流过电流的有效值在电感性负载时为0.289 Id ，所以与其他整流电路相比，提高了整流器件承受负载的能力；,第五章：整流电路,5.1 整流器的性能指标 5.2 单相相控整流电路 5.3 三相相控整流电路 5.4 大容量相控整流电路 5.5 相控整流电路的换相压降 5.6 整流电路的谐波分析 5.7 有源逆变电路 5.8 晶闸管相控电路的驱动控制 5.9 PWM整流电路,5.5 相控整流电路的换相压降 P94,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后相控整流电路 的等效电路及输出电压电流的波形,实际工作中，整流变压器存在漏抗，晶闸管之间的换流不能瞬时

4、完成，会出现参与换流的两个晶闸管同时导通的现象，同时导通的时间对应的电角度称为换相重叠角。,1、换相重叠角,Ll为变压器的每相绕组 折合到二次侧的漏抗,5.5 相控整流电路的换相压降,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后相控整流电路 的等效电路及输出电压电流的波形,当t时刻触发时，相电流不能瞬时上升到d值，相电流不能瞬时下降到零，电流换相需要时间t，换流重叠角所对应的时间为t=/。在重叠角期间，、同时导通，产生一个虚拟电流Ik ，,2、工作过程,Ll为变压器的每相绕组 折合到二次侧的漏抗,5.5 相控整流电路的换相压降,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后相控整流电路 的等效电路及输出电压电流的波形,

5、而整流输出电压为,由图可知,( 5.5.1 ),( 5.5.2 ),2、工作过程,5.5 相控整流电路的换相压降,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后相控整流电路 的等效电路及输出电压电流的波形,在期间，直流输出电压比uA或uB都小，使输出电压波形减少了一块阴影面积, 降低的电压值为 。,式 ud,表明：,( 5.5.3 ),图中的阴影面积大小为：,( 5.5.4 ),2、工作过程,5.5 相控整流电路的换相压降,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后 相控整流电路的等效电路,1）换相压降U,3、参数计算,上式中 是变压器每相漏感折合到二次则的漏电抗。,在图5.5.1(a)所示的三相半波可控整流电路中，

6、整流输出电压为3相波形组合（即一周期内换相3次），每个周期 内有3个阴影面积，这些阴影面积之和3S除以周期2，即为换相重叠角期间输出平均电压的减少量，称为换相压降U。,(5.5 .4),换相压降U正比于负载电流d，它相当于整流电源增加了一项等 效电阻 ，但这个等效内阻并不消耗有功功率。,5.5 相控整流电路的换相压降,上式表明，当Ll或Id增大时，将增大；当增大时，减小。必须指出，如果在负载两端并联续流二极管，将不会出现换流重叠的现象，因为换流过程被续流二极管的存在所改变。,2、换相重叠角,(5.5.7),计算过程,图5.5.1 考虑变压器的漏抗后相控整流电路的等效电路及输出电压电流的波形,5

7、.5 相控整流电路的换相压降,2、换相重叠角计算过程,在图5.5.1(b)中为便于计算，将坐标原移到、相的自然换流点，设,由式(5.5.1)可得,将上式两边同乘以得,从电路工作原理可知，当电感Ll中电流从变到Id时，正好对应t从变到+，将此条件代入式(5.5.5)得,即,则换相重叠角为,(5.5.5),(5.5.7),(5.5.6),5.5 相控整流电路的换相压降,2、换相重叠角的计算过程,表5.5.1 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算,第五章：整流电路,5.1 整流器的性能指标 5.2 单相相控整流电路 5.3 三相相控整流电路 5.4 大容量相控整流电路 5.5 相控整流电路的换相压

8、降 5.6 整流电路的谐波分析 5.7 有源逆变电路 5.8 晶闸管相控电路的驱动控制 5.9 PWM整流电路,5.6.1 m脉波相控整流输出电压通用公式 P97,如图：在一个交流电源周期2中，有m个形状相 同的脉波，但它们相差 ，脉波的周期为 。 若将纵坐标选在整流电压的峰值处，则在 期间，整流输出电压的表达式为：,图5.6.1 m脉波整流输出直流脉动电压波形,5.6.1 m脉波相控整流输出电压通用公式,m脉波相控整流输出电压平均值为：,的傅里叶级数表达式为：,谐波的系数,整流输出电压的表达式,(5.6.7),(5.6.1),(5.6.10),(5.6.11),令m=2,3,6，即可得到相控

9、整流时单相桥、三相半波以及三相全桥 相控整流电压的各次谐波及整流直流电压平均值。 令=0，则可得到不控整流时单相桥、三相半波以及三相全桥等 不控整流电压的各次谐波及整流直流电压平均值。,5.6.2 单相和三相桥式相控整流电压的谐波分析,1、单相桥相控整流电压的谐波分析,1）平波电抗器的选择,次谐波（n=2,4,6；K=1,2,3）,n次谐波（K=1,2,3；n=2,4,6）电压幅值 与交流电压幅值 的比值为,n次谐波（K=1,2,3；n=2,4,6）的相位角为,由图可知，=90时与谐波幅值最大。 因此，实际应用中按=90选用平波电抗器。,图5.6.2 单相桥相控整流 电压的谐波电压特性,电压幅

10、值为,(5.6.15),(5.6.16),(5.6.17),5.6.2 单相和三相桥式相控整流电压的谐波分析,1、单相桥相控整流电压的谐波分析,2）谐波参数分析：,当=0时（二极管不控整流电路）,(5.6.18),(5.6.19),m=2时（即单相桥）相控整流负载电压的有效值U=U2 ,谐波电压的有效值为,因此，电压的纹波系数是,5.6.2 单相和三相桥式相控整流电压的谐波分析,2. 三相桥相控整流电压的谐波分析,图5.6.3 三相桥相控整流 电压的谐波电压特性,1）谐波参数计算,m=6时（三相全桥）相控整流谐波电压的有效值的计算及平波滤波电抗器的参数选择相同；,当=0时（二极管 不控整流电路

11、）电压的 纹波系数,5.6.2 单相和三相桥式相控整流电压的谐波分析,3、结论：,整流电路输出电压中的谐波有如下规律：,（3） 当m一定时，随谐波次数增大，谐波幅值迅速减小，因此，最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；,1）=0时,（5） m增加时，最低次谐波次数增大，且幅值迅速减小， 电压纹波系数迅速下降。,（4） 当负载中有电感时，负载电流谐波幅值的减小更为迅速；,（2） 整流电流的谐波由整流电压的谐波决定，也为mk次；,（1） m脉波整流电压ud的谐波次数为mK（k=1，2，3.）次， 即m的倍数次；,5.6.2 单相和三相桥式相控整流电压的谐波分析,（2）从90180之

12、间电路工作于有源逆变工作状态，ud的谐波幅值随增大而减小,3、结论：,整流电路输出电压中的谐波有如下规律：,2）不为零0时,（1）从0 90变化时，ud的谐波幅值随增大而增大， =90时谐波幅值最大；,第五章：整流电路,5.1 整流器的性能指标 5.2 单相相控整流电路 5.3 三相相控整流电路 5.4 大容量相控整流电路 5.5 相控整流电路的换相压降 5.6 整流电路的谐波分析 5.7 有源逆变电路 5.8 晶闸管相控电路的驱动控制 5.9 PWM整流电路,5.7 有源逆变电路 P110,3、有源逆变器：完成有源逆变的装置 称为有源逆变器。,1、无源逆变电路：将直流电能变为交流能输出至负载

13、。,2、有源逆变电路：将直流电能变为交流 电能输出给交流电网。,5.7.1 有源逆变的工作原理,图5.7.2单相全波整流电路的逆变工作状态,图5.7.1单相全波整流电路的整流工作状态,5.7.1 有源逆变的工作原理,（1）一定要有直流电动势源，其极性必须与晶闸管的导通方向一致，其值应稍大于变流器直流侧的平均电压。,1、有源逆变的条件：,（2）变流器必须工作在 的区域内，使Ud0。,因为Ra阻值很小,其两端电压也很小，因此，UdE，此时电流Id从电动机反电势E的正端注入，直流电机吸收功率。 如果在电机运动过程中使控制角减小，则Ud增大，Id瞬时值也随之增大，电动机电磁转矩增大，所以电动机转速提高

14、。 随着转速升高，E增大，Id随之减小，最后恢复到原来的数值，此时电机稳定运行在较高转速状态。反之，如果使角增大，电动机转速减小。所以，改变晶闸管的控制角，可以很方便地对电动机进行无级调速。,5.7.1 有源逆变的工作原理,2、全波整流电路工作在整流状态,当移相控制角在0范围内变化时，单相全波整流电路直流侧输出电压Ud 0，如图5.7.1所示，电动机M作电机运行。整流器输出功率，电机吸收功率，电流值为：,式中E为电机的反电动势，Ra为电机绕组电阻。,(5.7.1),5.7.1 有源逆变的工作原理,3、全波整流电路工作在逆变状态,整流电路的控制角必须在 范围内变化。此时，电流Id为：,(5.7.

15、2),由于晶闸管单向导电性，Id方向仍然保持不变。如果|E|Ud|，则Id0。电动势的极性改变了，而电流的方向未变，因此，功率的传递关系便发生了变化，电动机处于发电机状态，发出直流功率，整流电路将直流功率逆变为50Hz的交流电返送到电网，这就是有源逆变工作状态。,逆变时，电流Id的大小取决于E与Ud ，而E由电机的转速决定，Ud可以调节控制角改变其大小。为了防止过电流，同样应满足 E Ud的条件。 在逆变工作状态下，虽然控制角在 间变化，晶闸管的阳极电位大部分处于交流电压的负半周期，但由于有外接直流电动势E的存在，使晶闸管仍能承受正向电压导通。,5.7.2 三相半波有源逆变电路,图5.7.3

16、三相半波有源逆变电路及其波形,图5.7.3（a）为三相半波整流器带电动机负载时的电路,并假设负载电流连续。 当在 范围内变化时，变流器输出电压的瞬时值在整个周期内虽然有正有负或者全部为负，但负的面积总是大于正的面积，故输出电压的平均值Ud为负值。电机E的极性具备有源逆变的条件。 当在范围 内变化且 EUd时，可以实现有源逆变。,1、工作原理,图5.7.2单相全波整流电路的逆变工作状态,5.7.2 三相半波有源逆变电路,2、参数计算,变流器逆变时，直流测电压计算公式与整流时一样。当电流连续时，,有：,(5.7.3),(5.7.4),式中U2为相电压的有效值。,由于逆变时90，故cos计 算不大方

17、便，于是引入逆变角， 令=-，则（5.7.3）改写成：,逆变角为的触发脉冲位置从 =的时刻左移角来确定。,5.7.3 三相桥式有源逆变电路,1、工作原理,式中：U2为逆变电路输入相电压， U2L为逆变电路输入线电压。,三相全控桥式整流电路用作有源逆变时，就成了三相桥式逆变电路。,三相桥式逆变电路的工作与三相桥式整流电路一样，要求每隔60依次触发晶闸管，电流连续时，每个管子导通120，触发脉冲必须是双窄脉冲或者是宽脉冲。,直流侧电压计算公式为：,或,（5.7.5 ）,（5.7.6 ）,5.7.4有源逆变最小逆变角min的限制,如果逆变角小于换流重叠角，即时，从图5.7.4所示的波形中可清楚看到，

18、换流还未结束，电路的工作状态到达uA与uB交点P，从P点之后，uA将高于uB ，晶闸管T2承受反压而重新关断，而应该关断的T1却承受正压而继续导通，从而造成逆变失败。,因此，为了防止逆变失败，不仅逆变角不能等于零，而且不 能太小，必须限制在某一允许的最小角度内。,1、逆变失败,图5.7.4 交流侧电抗对逆变换相过程的影响,5.7.4有源逆变最小逆变角min的限制,2、最小逆变角min的选取,（1）换相重叠角随电路形式、工作电流的大小不同而不同，一般选取为15o25o电角度。 （2）晶闸管关断时间tq所对应的电角度。一般tq 大的可达200300s，折算电角度为4o5o 。 （3）安全裕量角。考

19、虑到脉冲调整时不对称、电网波动等因素影响，还必须留有一个安全裕量角，一般选取为10o 。 综上所述，最小逆变角min 为： 设计有源逆变电路时，必须保证大于min，因此，常在触发电路中附加一保护环节，保证控制脉冲不进入min区域内。,(5.7.7),第五章：整流电路,5.1 整流器的性能指标 5.2 单相相控整流电路 5.3 三相相控整流电路 5.4 大容量相控整流电路 5.5 相控整流电路的换相压降 5.6 整流电路的谐波分析 5.7 有源逆变电路 *5.8 晶闸管相控电路的驱动控制 5.9 PWM整流电路,*5.8.1 对触发电路的要求,晶闸管触发主要有移相触发、过零触发和脉冲列调制触发等

20、。触发电路对其产生的触发脉冲要求：,、触发信号可为直流、交流或脉冲电压。,、触发信号应有足够的功率（触发电压和触发电流）。,、触发脉冲应有一定的宽度，脉冲的前沿尽可能陡，以使 元件在触发导通后，阳极电流能迅速上升超过掣住电流而维 持导通。,、触发脉冲必须与晶闸管的阳极电压同步，脉冲移相范 围必须满足电路要求。,图5.8.1 强触发电流波形,5.8.2 晶闸管触发电路,、单结晶体管触发电路,图5.8.2 单结晶体管触发电路及波形,由单结晶体管构成的触发电路具有简单、可靠、抗干扰能力强、温度补偿性能好，脉冲前沿陡等优点，在小容量的晶闸管装置中得到了广泛应用。,由自激振荡、同步电源、移相、脉冲形成等

21、部分组成。,组成：,特点：,5.8.2 晶闸管触发电路,（1）单结晶体管自激振荡电路,图5.8.2 单结晶体管触发电路及波形,经D1D4整流后的直流电源UW，一路经R2、R1加在单结晶体管两个基极b1、b2之间；另一路通过e对电容C充电、通过单结晶体管放电。控制BT的导通、截止； 在电容上形成锯齿波振荡电压，在R1上得到一系列前沿很陡的触发尖脉冲ug，如图5.8.2(b)所示，其振荡频率为,工作原理：,特点：利用单结晶体管的负阻特性与RC电路的充放电可组成自激振荡电路，产生频率可变的脉冲。,上式中 是单结晶体管的分压比，即调节e，可调节振荡频率。,(5.8.1),5.8.2 晶闸管触发电路,（

22、2）同步电源,图5.8.2 单结晶体管触发电路及波形,工作原理：,当uDW过零时，电容C经e-b1、R1迅速放电到零电压。这就是说，每半周开始，电容C都从零开始充电。进而保证每周期触发电路送出第一个脉冲距离过零的时刻（即控制角）一致，实现了同步。,同步电压由变压器TB获得，而同步变压器与主电路接至同一 电源，故同步电压与主电压同相位、同频率。,同步电压经桥式整流、稳压管Dw削波为梯形波uDW，而削波后的最大值Uw既是同步信号，又是触发电路电源。,5.8.2 晶闸管触发电路,、单结晶体管触发电路,图5.8.2 单结晶体管触发电路及波形,当Re增大时，单结晶体管发射极充电到峰点电压Up的时间增大，

23、第一个脉冲出现的时刻推迟，即控制角增大，实现了移相。,工作原理：,（3）移相控制,5.8.2 晶闸管触发电路,、单结晶体管触发电路,图5.8.2 单结晶体管触发电路及波形,触发脉冲ug由1直接取出，这种方法简单、经济，但触发电路与主电路有直接的电联系，不安全。对于晶闸管串联接法的全控桥电路无法工作。所以一般采用脉冲变压器输出。,工作原理：,（4）脉冲输出,5.8.2 晶闸管触发电路,2、同步信号为锯齿波的触发电路,图5.8.3 同步信号为锯齿波的触发电路,5.8.2 晶闸管触发电路,2、同步信号为锯齿波的触发电路,图5.8.3 同步信号为锯齿波的触发电路及工作波形图,5.8.2 晶闸管触发电路

24、,（1) 锯齿波形成、同步移相环节,锯齿波形成电路由Tl、T2、T3和C2等元件组成，其中Tl、DW、RW2和R3为一恒流源电路。T2截止时，恒流源电流I1c对电容C2充电，所以C2两端电压uc为,（5.8.2）,当T2导通时，由于R4阻值很小，所以C2迅速放电，使ub3电位迅速降到零。当T2周期性地导通和关断时，ub3便形成一锯齿波，同样ue3也是一个锯齿波电压，,射极跟随器T3的作用是减小控制回路的电流对锯齿波电压的影响。调节电位器RW2，即改变C2的恒定充电电流I1c，可调节锯齿波斜率。,图5.8.3 同步信号为锯齿 波的触发电路及工作波形图,1) 锯齿波形成,5.8.2 晶闸管触发电路

25、,（1) 锯齿波形成、同步移相环节,T4基极电位由锯齿波电压uh、控制电压uco、直流偏移电压up三者共同决定。 如果uco=0，up为负值时，ub4点的波形由uh+up确定。 当uco为正值时，ub4点的波形由uh+ up+uco确定。 ub4电压等于0.7V后，T4导通，T4经过M点时使电路输出脉冲。之后ub4一直被钳位在0.7V。M点是T4由截止到导通的转折点，也就是脉冲的前沿。 因此当up为某固定值时，改变uco便可改变M点的时间坐标，即改变了脉冲产生的时刻，脉冲被移相。可见，加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。,图5.8.3 同步信号为锯齿 波的触发电路及工作波

26、形图,2) 同步移相环节初始位,5.8.2 晶闸管触发电路,（1) 锯齿波形成、同步移相环节,对于三相全控桥接感性负载且电流连续时，脉冲初始相位应定在=90o。 如果是可逆系统，需要在整流和逆变状态下工作，要求脉冲的移相范围理论上为180o（由于考虑min和min，实际一般为120o），由于锯齿波波形两端的非线性，因而要求锯齿波的宽度大于180o（例如240o）。此时令uco=0，调节up的大小使产生脉冲的M点移至锯齿波240o的中央（120o处），对应于=90o的位置。 如uco为正值，M点就向前移，控制角90o，晶闸管电路处于逆变状态。,图5.8.3 同步信号为锯齿 波的触发电路及工作波形

27、图,2) 同步移相环节初始位,5.8.2 晶闸管触发电路,（2）同步环节,当Q点电位达1.4V时，T2导通，Q点电位被钳位在1.4V。直到 TB二次电压的下一个负半周到来时，D1重新导通，C1迅速放电后又被充电， T2截止。如此周而复始。在一个正弦波周期内，T2包括截止与导通两个状态，对应锯齿波波形恰好是一个周期，与主电路电源频率和相位完全同步，达到同步的目的。 可以看出，Q点电位从同步电压负半周上升段开始时刻到达 1.4V的时间越长，T2截止时间就越长，锯齿波就越宽。锯齿波的宽度是由充电时间常数R1C1决定的,可达240o 。,图5.8.3 同步信号为锯齿 波的触发电路及工作波形图,同步环节

28、是由同步变压器TB和作同步开关用的晶体管T2组成。,同步变压器TB二次电压经二极管D1间接加在T2 的基极上。当二次电压波形在负半周的下降段时， D1导通，电容C1被迅速充电。因O点接地为零电 位，R点为负电位，Q点电位与R点相近，故在这 一阶段T2基极为反向偏置而截止。在负半周的上升 段，15V电源通过R1给电容C1反向充电，为电容反 向充电波形，其上升速度比 波形慢，故D1截止。,5.8.2 晶闸管触发电路,（3）脉冲形成环节,脉冲形成环节T4、T5 组成，T7、T8组成 控制电压uco加在T4基极上。uco=0时，T4截止，T5饱和导通。T7、T8处于截止状态，脉冲变压器TP二次侧无脉冲

29、输出。电容C3充电，充满后电容两端电压接近2EC(30V)。当 时，T4导通，A点电位由+EC(+15V)下降到1.0V左右，由于C3两端的电压不能突变，T5基极电位迅速降致-2EC(-30V)， T5立即截止。T5集电极电压由-EC(-15V)上升到钳位电压+2.1V(D6、T7、T8三个PN结正向压降之和)，T7、T8导通，脉冲变压器TP二次侧输出触发脉冲。与此同时，电容C3经+15V、R11、D4、T4放电和反向充电，使T5基极电位上升，直到ub5-EC(-15V)，T5又重新导通。使T7、T8截止，输出脉冲终止。 输出脉冲前沿由T4导通时刻确定，脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3

30、有关,图5.8.3 同步信号为锯齿波 的触发电路及工作波形图,脉冲放大电路。,5.8.2 晶闸管触发电路,（4）双窄脉冲形成环节,图5.8.3 同步信号为锯齿波 的触发电路及工作波形图,T5、T6构成“或”门。T5、T6的导通使T7、T8都导通输出脉冲。,第一个脉冲由本相触发单元的uco对应的控制角所产生，使T4由截止变为导通，造成T5瞬时截止，于是T8输出脉冲。 第二个脉冲是由滞后60o相位的后一相触发单元产生（通过T6），在其生成第一个脉冲时刻将其信号引致本相触发单元的基极，使T6瞬时截止，于是本相触发单元的T8管又导通，第二次输出一个脉冲，因而得到间隔60o的双脉冲。 其中D4和R17的

31、作用主要是防止双脉冲信号互相干扰。,5.8.2 晶闸管触发电路,单相桥式整流获得近似50V直流电压作电源。 在T8导通前，50V直流电源经R15对C6 充电，B点电位为 50V。 当T8导通时，C6经脉冲变压器TP一次侧、R16、T8迅速放电，由于放电回路电阻很小，B点电位迅速下降，当B点电位下跳到14.3V时 D15导通脉冲变压器 TP改由+15V稳压电源供电。这时虽然 50V电源也在向C6再充电使它电压回升，但由于充电回路时间常数较大，B点电位只能被15 V电源钳位在14.3V。电容C5的作用是为了提高强触发脉冲前沿。 加强触发后，脉冲变压器TP一次侧电压uTP如图5.8.5所示。晶闸管采

32、用强触发可缩短开通时间，提高管子承受电流上升率的能力。,图5.8.3 同步信号为锯齿波 的触发电路及工作波形图,强触发环节,（4）双窄脉冲形成环节,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、KC04集成移相触发器,可分为同步、锯齿波形成、移相、脉冲形成，脉冲输出等几部分电路,5.8.2 晶闸管触发电路,3、KC04集成移相触发器,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路及电压波形图,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、KC04集成移相触发器,（1）同步电路,同步电路由晶体管T1T4等元件组成。正弦波同步电压uT经限流电

33、阻加到T1、T2基极。 在uT正半周，T2截止，T1导通，1导通，T4得不到足够的基极电压而截止。 在uT 的负半周，截止，、导通，导通，4同样得不到足够的基极电压而截止。 在上述uT的正、负半周内，当|us|0.7V时，T1、均截止，、也截止，于是4从电源+15V经R3、R4获得足够的基极电流而饱和导通，形成图5.8.7所示的与正弦波同步电压uT同步的脉冲uc4。,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、KC04集成移相触发器,（2）锯齿波形成电路,锯齿波发生器由三极管5、电容1等组成。 当4截止时，+15V电源通过R6、R22、Rw、-15V对C1充电。

34、 当T4导通时，通过4、4迅速放电，在KC04的第脚(也就是T5的集电极)形成锯齿波电压uc5，锯齿波的斜率取决于R22、Rw与C1的大小，锯齿波的相位与uc4相同。,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、KC04集成移相触发器,（3）移相电路,晶体管与外围元件组成移相电路。锯齿波电压uc5、控制电压Uk、偏移电压Up分别通过电阻R24、R23、R25在T6的基极叠加成ube6，当ube60.7V时，T6导通，即uc5+Up+Uk控制了的导通与截止时刻，也就是控制了脉冲的移相。,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、K

35、C04集成移相触发器,（4）脉冲形成电路,7与外围元件组成脉冲形成电路。 当截止时，+15V电源通过7、7的b-e对充电（左正右负），同时7经R26获得基极电流而导通。 当T6导通时，上的充电电压成为7的b-e结的反偏电压，T7截止。此后+15V经R26、T6对充电（左负右正），当反向充电电压大于1.4V时，7又恢复导通。 这样在7的集电极得到了脉冲uc7，其脉宽由时间常数R26C2大小决定。,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.6 KC04组成的移相式触发电路,3、KC04集成移相触发器,（5）脉冲输出电路,815组成脉冲输出电路。在同步电压uT的一个周期内，7的集电极输出两个相位差180

36、的脉冲。 在uT的正半周，T1导通，点为低电位，点为高电位，使8截止，导通。的导通使Dw4截止，由T13、T14、T15组成的放大电路无脉冲输出。8的截止，使w3导通，7集电极的脉冲经T9、T10、T11组成的电路放大后由脚输出。 在uT的负半周， 同理可知，8导通，12截止，7的正脉冲经、14、组成电路放大后由(15)脚输出。,(13)脚为脉冲列调制端 (14)脚为脉冲封锁控制端,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.9 三相全控桥整流电路的集成触发电路,4、六路双脉冲发生器KC41C,5.8.2 晶闸管触发电路,图5.8.8 KC41C原理图及其外部接线图,4、六路双脉冲发生器KC41C,

37、脚是六路脉冲输入端(如三片KC04的六个输出脉冲)，每路脉冲由输入二极管送给本相和前相，再由T1T6组成的六路电流放大器，分六路输出。T7组成电子开关，当控制端脚接低电平时，T7截止，脚有脉冲输出。当脚接高电平时，T7导通，各路输出脉冲被封锁。,5.8.3 触发脉冲与主电路电压的同步,锯齿波同步触发电路产生触发脉冲的时刻，由接到触发电路的同步电压uT定位，由控制电压UK偏移电压UP的大小来移相。,同步电压uT与被触发晶闸管的阳极电压之间的相位关系取决于主电路、触发电路形式、负载性质、移相范围要求等几个方面。,实现同步，就是确定同步变压器的接法，,1根据主电路、触发电路形式与移相范围来确定同步电

38、压uT与对应的晶闸管阳极电压之间的相位关系。 2根据整流变压器TR的实际连接或钟点数，以电网某线电压作参考矢量，画出整流变压器次级电压，也就是晶闸管阳极电压的矢量。再根据步骤1所确定的同步电压与晶闸管阳极电压的相位关系，画出同步相电压与同步线电压矢量。 3根据同步变压器次级线电压矢量位置，确定同步变压器的钟点数和连接法。,具体步骤是：,5.8.3 触发脉冲与主电路电压的同步,图5.8.11 三相同步变压器的接法与钟点数,第五章：整流电路,5.1 整流器的性能指标 5.2 单相相控整流电路 5.3 三相相控整流电路 5.4 大容量相控整流电路 5.5 相控整流电路的换相压降 5.6 整流电路的谐

39、波分析 5.7 有源逆变电路 *5.8 晶闸管相控电路的驱动控制 5.9 PWM整流电路,5.9.1 PWM整流电路的工作原理 P118,1、单相PWM整流电路,图5.9.1 单相全桥PWM整流电路及等效电路图,开关管按正弦规律作脉宽调制，稳态时，PWM整流电路输出直流电压不变，交流输入端AB之间产生一个SPWM波uAB，uAB中除了含有与电源同频率的基波分量以及和三角波载波有关的频率很高的谐波外，不含低次谐波成分。由于电感LS的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流is产生很小的脉动。如果忽略这种脉动，is为频率与电源频率相同的正弦波。,其中us为交流电源电压。当us一定时，is的幅值和相

40、位由中基波分量的幅值及其与us的相位差决定。改变uAB中基波分量的幅值和相位，就可以使is与us同相位、反相位、is比us超前90o或使is与us的相位差为所需要的角度。,5.9.1 PWM整流电路的工作原理,1、单相PWM整流电路,图5.9.3 单相PWM整流电路 运行方式相量图,表示电网电压， 表示PWM整流电路输出的交流电压， 为连接电抗器LS的电压， 为电网内阻RS的电压；,在图5.9.3 (a)中， 滞后 的相角为， 与 的相位完全相同，电路工作在整流状态，从交流侧向直流侧输送能量，且功率因数为1。 在图5.9.3 (b)中， 超前的相角为， 与 的相位反相，电路工作在逆变状态，从直

41、流侧向交流侧输送能量。 在图5.9.3 (c)中， 滞后的相角为， 超前 , 电路向交流电源输出无功功率，这时的电路称为静止无功发生器（SVG）。 在图5.9.3 (d)中，控制 的幅度和相位，可以使 超前或滞后 任意角度。,5.9.1 PWM整流电路的工作原理,1）、工作过程（整流运行）,图5.9.4 单相PWM整流电路工作在整流状态时的简化电路,us0、is0时,Us0、is0时,图5.9.4 (a)中，由T2、D1、Ls和T3、D4、Ls分别组成两个Boost电路。以第一个Boost电路为例，当T2导通时，电源us通过T2、D4向Ls中储能，当T2关断时，Ls中储存的能量通过D1、D4向

42、直流侧电容充电。,在图5.9.4（b)中，由T1、D2、Ls和T4、D3、Ls分别组成两个Boost电路，其工作过程同us0相类似。,从上述分析可以看出，电压型PWM整流电路是升压型整流电路，其输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近向高调节。,5.9.1 PWM整流电路的工作原理,图5.9.4 单相PWM整流电路工作在逆变状态时的简化电路,在图5.9.5（a）中，由T1、T4、D2、D3共同组成一个Buck电路，当T1、T2导通时，直流侧通过T1、T2向电感Ls和电源us提供电能，当T1、T2关断时，电感Ls中的能量通过D2、D3向电源释放。,2）、工作过程（逆变运行）,Us0、is0时,Us

43、0时,在图5.9.5（b）中，由T2、T3、D1、D4共同组成一个Buck电路， 其工作过程同us0时相类似。因为电路按Buck电路工作，因此，工作时其直流侧电压也必须大于交流输入电压的峰值。,5.9.1 PWM整流电路的工作原理,图5.9.6 三相桥式PWM整流电路,对开关管按正弦规律作脉宽调制，稳态时，PWM整流电路输出直流电压不变，交流输入端A、B和C可得到SPWM电压，其中除了含有与电源同频率的基波分量以及和三角波载波有关的频率很高的谐波外，不含低次谐波成分。由于电感LS的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流ia、ib 、ic产生很小的脉动。如果忽略这种脉动，ia、ib、ic为频率

44、与电源频率相同的正弦波，且和电压相位相同，功率因数近似为1。,2三相PWM整流电路,5.9.2 PWM整流电路的控制方法,图5.9.6 三相桥式PWM整流电路,对开关管按正弦规律作脉宽调制，稳态时，PWM整流电路输出直流电压不变，交流输入端A、B和C可得到SPWM电压，其中除了含有与电源同频率的基波分量以及和三角波载波有关的频率很高的谐波外，不含低次谐波成分。由于电感LS的滤波作用，这些高次谐波电压只会使交流电流ia、ib 、ic产生很小的脉动。如果忽略这种脉动，ia、ib、ic为频率与电源频率相同的正弦波，且和电压相位相同，功率因数近似为1。,l间接电流控制/相位和幅值控制,5.9.2 PW

45、M整流电路的控制方法,图5.9.6 三相桥式PWM整流电路,l间接电流控制/相位和幅值控制,1、电路工作在整流状态时：当负载电流id增大时，直流侧电容C放电而使其电压ud下降，PI调节器的输入端出现正偏差，使其输出id增大，id的增大会使整流器的交流输入电流增大，也使直流侧电压ud回升。达到稳态时，仍有 ，PI调节器输入仍恢复到零，而id则稳定在新的较大的值，与较大的负载电流和较大的交流输入电流相对应。当负载电流减小时，调节过程和上述过程相反。,5.9.2 PWM整流电路的控制方法,图5.9.6 三相桥式PWM整流电路,l间接电流控制/相位和幅值控制,1、电路由整流运行变为逆变运行时：首先是负

46、载电流反向而向直流侧电容C充电，使ud抬高，PI调节器出现负偏差，其输出id减小后变为负值，使交流输入电流相位和电压相位反相，实现逆变运行。达到稳态时，仍然有 ，PI调节器输入恢复到零，其输出id为负值，并与逆变电流的大小相对应。,5.9.2 PWM整流电路的控制方法,图5.9.6 三相桥式PWM整流电路,l间接电流控制/相位和幅值控制,图5.9.7中上面的乘法器是id分别乘以和a、b、c三相相电压同相位的正弦信号，再乘以电阻R，得到各相电流在Rs上的压降uRa、uRb和uRc。下面的乘法器是id分别乘以比a、b、c三相相电压相位超前/2的余弦信号，再乘以电感L的感抗，得到各相电流在电感Ls上

47、的压降uLa、uLb和uLc。各相电源相电压ua、ub、uc分别减去前面求得的输入电流在电阻R和电感L上的压降，就可得到所需要的交流输入端各相的相电压uA、uB和uC的信号，用该信号对三角波载波进行调制，得到PWM开关信号去控制整流桥，就可以得到需要的控制效果。,5.9.2 PWM整流电路的控制方法,图5.9.8 直接电流控制的系统原理方框图,2直接电流控制,1）定义：通过运算求出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值，称为直接电流控制。 2）特点：直接电流控制引入交流输入电流反馈实行闭环控制，其电流指令运算电路比不引入交流输入电流反馈的间接电流控

48、制简单，因此获得了广泛的应用。,5.9.2 PWM整流电路的控制方法,图5.9.8 直接电流控制的系统原理方框图,2直接电流控制,直流输出电压给定信号ud*和实际的直流电压ud比较后的误差信号送入PI调节器，PI调节器的输出即为整流电路交流输入电流的幅值id ，id分别乘以a、b、c三相相电压同相位的正弦信号，得到三相交流电流的正弦指令信号 ia* 、 ib*和ic* 。而 ia* 、 ib*和ic*分别和各自的电源电压同相位，其幅值和反映负载电流大小的直流信号id成正比，这是整流器运行时所需的交流电流指令信号。该指令信号与实际的交流输入电流ia、ib、ic进行比较产生电流误差信号，它经比例调节器放大后送入比较器，再与三角载波信号比较形成PWM信号。该PWM信号经驱动电路后去驱动主电路开关器件，便可使实际的交流输入电流跟踪指令值，同时达到控制直流电压的目的。,