第7章无源逆变电路77.ppt

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1、1,7.6 脉冲宽度调制（PWM控制）,在感应电机变频调速系统中，需要逆变器在变频的同时调节输出电压，以保持电机内部的磁通基本不变。 方波逆变器的电压控制多采用脉冲幅值调制（PAM）控制方式，即电压控制与频率控制分开进行，通过调节直流侧电源电压来改变逆变器的输出电压的大小。 PAM控制的主要问题： 一是输出电压是方波，其谐波成分大； 二是由于是通过改变直流侧电压（或电流）来改变输出的交流电压（或电流）的大小，系统动态响应特性差； 三是由于有两个功率调节环节，所以系统的结构与控制比较复杂，效率低。,2,脉冲宽度调制（PWM控制）完全不同于PAM，它将电压控制与频率控制集中在逆变器上同时完成。 其

2、特点是：通过对逆变器开关器件的通、断控制，使逆变器输出一系列幅值相等而宽度不同的脉冲，用它来代替正弦波； 利用一定的规则控制各脉冲的宽度，可实现逆变器输出电压与频率的同时调节； 系统简单，动态响应好。在脉冲宽度调制技术中，正弦脉宽调制（SPWM）的谐波分量最少，应用最广。,7.6 脉冲宽度调制（PWM控制）,3,7.6.1 正弦脉宽调制（SPWM）的基本原理,脉宽调制是用脉冲宽度不等但幅值相等的一系列矩形脉冲去逼近一个所需要的电压或电流波形。 将一个正弦半波N等分，将正弦曲线每等分所包围的面积都用一个与其面积相等的等幅矩形脉冲代替，并使矩形脉冲的中心线与对应的正弦等分的中点重合，这样得到一串脉

3、冲高度不变但宽度按正弦规律变化的脉冲列，这一过程称为正弦脉宽调制（SPWM），见图7.26。,4,设矩形波的高为H，正弦半波每个等分的宽度为x/N，N为等分数且N 较大； 第i个等分正弦波的中点值或平均高为yi，该等分正弦波所围的面积为yix；而同一等分对应的矩形脉冲的宽度是i，面积是Hi。根据面积相等原则有,上式表明，当等分数N较大时，SPWM将正弦波的函数值变换成了恒幅脉冲的宽度值。,7.6.1 正弦脉宽调制（SPWM）的基本原理,5,6.1 PWM控制的基本原理,指窄脉冲的面积,指环节的输出响应波形基本相同,方波窄脉冲,三角波窄脉冲,单位冲击函数,正弦半波窄脉冲,f,(,t,),d,(,

4、t,),t,O,a),b),c),d),t,O,t,O,t,O,f,(,t,),f,(,t,),f,(,t,),形状不同而冲量相同的各种窄脉冲,为什么用面积相等的矩形脉冲可以等效原正弦波？,6,电路输入：e(t),为什么用面积相等的矩形脉冲可以等效原正弦波？,以上实例说明了“面积等效原理”,电路输出：i(t),7,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,单极性脉宽调制是用一条正弦控制波与一条在正弦波正半周的极性为正、在正弦波负半周的极性为负的等腰恒幅三角波进行比较，从而得到SPWM波的调制方式，如图7.27所示。,当正弦波为正半周时，如果正弦信号的幅值大于三角信号的幅值，则比较器输出正电平；如果正弦信

5、号小于三角信号时，比较器输出0电平。 而在正弦波的负半周，当正弦信号的幅值大于三角信号的幅值时，比较器输出负电平；当正弦信号的幅值小于三角信号时，比较器输出0电平。,1. 单极性调制与双极性调制,8,双极性调制利用一个控制信号（通常是正弦波，也称为调制波）与一个较高频率的等腰三角波（或称载波）相比较，以产生开关的通断控制信号。 规则是：当正弦信号幅值大于三角波幅值时，比较器输出 Ud/2，反之输出Ud/2，这样得到双极性的脉冲列，脉冲宽度与控制信号的高度（幅值）成正比。,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,1. 单极性调制与双极性调制,9,三角波载波 正弦波调制波 载波频率 fc 调制波频率 fr

6、 通常三角波的频率与幅值固定，正弦波的幅值与频率是调节量。 调制度正弦信号的幅值与三角波信号的幅值之比称为幅值调制比，用ma表示 。 载波比三角波信号的频率与正弦控制信号的频率之比称为频率调制比，用mf表示。 mf= fc /fr 改变正弦控制信号的幅值和频率就可以同时改变输出电压中基波幅值和频率。,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,10,改变正弦信号的幅值时，就改变了输出波形的基波分量的幅值。当ma在01之间变化时，输出波形的基波分量与ma成线性关系。 过调制：当ma超过1后，脉冲宽度按正弦规律变化的性质将被破坏，称为过调制。 实际上，正弦调制电压幅值不应超过三角波载波电压的幅值，若正弦波幅值

7、过份接近三角波的幅值，在三角波峰值附近的脉冲间隙时间太小，会导致开关管，特别是开关速度较慢的晶闸管来不及关断，而使输出脉冲相连，在双极性SPWM逆变中造成贯穿短路。,改变幅值调制比（调制度ma ）,问题：调制度与载波比发生变化，SPWM波将如何变化？,11,改变频率调制比（载波比mf）,改变正弦信号的频率时，就改变了输出波形的频率，也就同时改变了基波分量的频率。 显然，载波比越大，输出波形所含的谐波分量越少。载波比的下限受谐波分量的规定值的限制，而载波比的上限受逆变器开关管的开关频率的限制。,问题：调制度与载波比发生变化，SPWM波将如何变化？,12,2. 异步调制与同步调制,等腰三角波与正弦

8、控制信号之间没有确定的频率调制比，两个信号间不保持同步的调制方式，称为异步调制。 如果频率调制比为常数，等腰三角波与正弦控制信号之间在变频过程中保持严格的同步关系的调制方式，称为同步调制。由于频率调制比不变，在调频的过程中，三角波的频率必须与正弦控制信号的频率同步变化。,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,13,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,通常保持载波频率fc固定不变，当调制波频率fr变化时，载波比mf是变化的，可能不是整数 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称 当fr较低时， mf较大，一周期内脉冲数较多，脉

9、冲不对称产生的不利影响都较小 当fr增高时， mf减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大 由于异步调制的输出波形没有严格的周期性，故其频谱是连续的，这不会在电动机中产生固定的谐波力矩。在调速系统中的低频段常常采用这种方法。,异步调制,14,同步调制载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即mf等于常数。,同步调制三相PWM波形,fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受,fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除,为使一相的PWM波正负半周镜对称， mf应取奇数,三相电路中公用一个三角波载波，且取mf为3的整数倍，使三相输出对称,基本同步调

10、制方式，fr变化时mf不变，信号波一周期内输出脉冲数固定,15,分段同步调制是将逆变器的工作频率范围划分为若干个频率段，在每个频率段都保持频率调制比为常数。在fr高的频段采用较低的mf，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的mf，使载波频率不致过低 在不同频率段，根据开关的频率限制频率调制比取不同的值。图7.29是一个分段同步调制的例子。,为了防止频率调制比在某个频率点来回跳动，需要设置频率滞回带。,7.6.2 正弦脉宽调制的实现,16,3. 脉宽调制波形的生成方法,产生脉宽调制波形的控制电路主要有三种：模拟电路（包括模拟/数字混合电路）、专用集成电路、微型计算机（包括单片机、数字信号处

11、理器等）。,1）、模拟电路 用模拟电路来产生SPWM波形是按照SPWM实现的原理，用电路来构成三角波发生器、三相正弦波发生器，通过比较器来确定三角波与正弦波的交点，从而得到各个开关导通与关断的时刻。,17,2）、专用集成电路 用于产生SPWM信号的集成电路较多，单相、三相均有，其专用集成电路有很好的性能价格比，构成的系统简单、可靠。这些集成电路可与单片机接口，也可单独使用，既有同步调制电路也有异步调制电路 。,3. 脉宽调制波形的生成方法,18,用单片机产生SPWM波形的方法主要有表格法与实时计算法两种。 表格法是将正弦波一个周期中的数据预先制成正弦表，存入计算机内存。工作时再按顺序输出，从而

12、得到SPWM的波形。 表格法的优点是简单。缺点是占的内存较大，在连续高分辨率调频时，由于不可能存储所有的模式，难以实现波形的优化。 实时计算法是根据数学模型实时计算出开关的转换时刻，以控制逆变电路主开关的导通与关断。它分为自然采样法和规则采样法两类。,3. 脉宽调制波形的生成方法,3）、微型计算机,19,自然采样法是按照SPWM控制的基本原理，在正弦波与三角波的自然交点控制功率开关的通断。自然采样法是最基本的方法，但这种方法要解很复杂的超越方程，在实时控制中难以实现，工程上很少使用。 规则采样法是一种广泛应用的工程实用方法。在规则采样中，采样点与三角波的中点（负峰值点）重合，这样简化了计算。

13、规则采样法中有使用锯齿波作载波和使用等腰三角波作载波两种方法，见图7.30。,3. 脉宽调制波形的生成方法,3）、微型计算机实时计算法,20,采用等腰三角波作载波实际上是用正弦函数的中点值代替函数值（用直线代替曲线），图形是对称的，这样可用简单的比例关系计算出脉冲宽度，实际系统中一般多采用这种方法。,当用锯齿波作载波时，由于锯齿波的一条边是垂直的，它与正弦波的交点固定，只需要计算另一个交点即可，所以计算量小；其缺点是波形中有偶谐波，并且谐波的幅值大。由于只有一个边可调，故这种调制方法又称为“单边调制”。,21,6.2.3 规则采样法,三角波两个正峰值之间为一个采样周期T 。 自然采样法中，脉冲

14、中点不和三角波(负峰点)重合。 规则采样法使两者重合，使计算大为减化。 如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。 脉冲宽度 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。,规则采样法原理,u,t,u,O,t,u,c,T,A,D,B,O,t,u,o,t,A,t,0,t,B,2,2,图7.30b 规则采样法,22,6.2.3 规则采样法,规则采样法计算公式推导,正弦调制信号波,三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度,(7.33),从图7.30b得,(7.32),u,t,u,O,t,u,c,T,A,D,B,O,t,u,o,t,A,t,0,t,B,2,2,图7.30b 规则采样法,23,6.2.3

15、 规则采样法,3）三相桥逆变电路的情况,三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120 同一三角波周期内三相的脉宽分别为A、B和C，脉冲两边的间隙宽度分别为A、 B和 C，同一时刻三相调制波电压之和为零，得,利用以上两式可简化三相SPWM波的计算,24,4. 选择性的谐波消除,为消除3、5次谐波，可以通过在每个半波适当的位置上开两个适当宽度的“缺口”来实现，一个缺口只可消除一种谐波。如图7.31所示,根据傅里叶级数有,式中，,25,为消除3、5次谐波，令UM(3)0和UM(5)0，则,解联立方程组，可得到特定的角度值 123.52和233.3。,采用上述方法可以用较低的开关频率去掉不希望存在的

16、低次谐波，高次谐波可以通过一个小的无源滤波器滤去。,26,7.7 电压型脉宽调制逆变电路的控制 7.7.1 单相半桥SPWM逆变电路的控制,电路中主开关T1与T2在控制上互补。T1、T2的通、断控制信号由一条正弦波与一条三角波的交点来确定。,图中uc为正弦波信号，ut为三角波信号，COMP为比较器，INV为反相器。当正弦信号的幅值大于三角波信号的幅值时，比较器输出为高电平，T1为导通信号，T2信号为T1取反，所以T2是零电平，即关断信号；反之T2为导通信号时，T1为关断信号。,27,设控制正弦波信号、三角波信号的幅值分别是UcM与UtM，令,输出电压uo的基波分量为,输出电压的基波幅值为,当幅

17、值调制比ma1时，上式成立。,28,对式（7.44）的解释,当频率调制比足够大时，在一个三角波周期中，正弦值可认为不变。,根据脉宽调制的“面积等效”原则，正弦信号在一个三角波周期内与时间坐标轴所围的面积应等于该周期中脉冲的平均值，而这个平均值就等于正弦信号的幅值。,29,7.7.2 单相桥式SPWM逆变电路的控制,单相桥式SPWM逆变电路由两个单相半桥SPWM逆变电路构成。开关T1、T4与T2、T3在控制上仍然互补。 该电路有两种控制方式：双极性控制与单极性控制。,30,1. 双极性控制,在双极性控制方式中，开关T1、T3与T2、T4总是成对互补的，即T1、T3为导通信号时T2、T4是关断信号

18、。 控制信号的产生与单相半桥完全相同 。电路的输出电压波形与单相半桥完全相同，只是幅值增大了一倍。 由于输出电压uo在其半个周期内，电压极性在两个极性间变化，所以又称为“双极性控制”。,7.7.2 单相桥式SPWM逆变电路的控制,31,2. 单极性控制,单极性控制是用一条等腰三角波与两条幅值及频率相同但相位相差180的正弦波进行比较，分别得到两个桥臂开关的通断时刻。两个桥臂是分开控制的，同一桥臂上的两个开关在控制上仍然互补，但T1与T3、T2与T4不一定是成对同时动作的。,在图7.35（a）中，uc、 uc-分别表示两个相位相反的正弦波信号，ut是三角波信号，COMP是比较器，INV是反相器。

19、图7.35（b）是电路各桥臂的输出波形与负载上的电压波形。,图7.35(a),图7.35(b),32,设桥臂A对假想的直流中点O的输出电压的基波值为UAO(1)，桥臂B的输出基波值为UBO(1)，负载上的电压基波值是UAB(1)，则,输出电压的基波幅值,由于在输出电压的半个周期内，电压极性只在一个极性方向变化，故称为单极性控制。,33,与双极性控制方式相比，单极性控制下，输出电压的谐波次数更高，谐波含量更低 单极性控制是单相桥式逆变电路的主要控制方式。,34,3. 单相桥式SPWM逆变电路直流侧的电流,假定负载侧的电流是正弦波，负载上的交流电压也是正弦波，再假定L、C值极小，滤波器的储能小到可

20、以忽略不计，负载电流滞后电压一个相角，令,由于滤波器无储能，直流输入功率的瞬时值应与交流功率的瞬时值相等,35,所以，直流侧电流id(t)为,直流测电流由一个直流电流分量与一个交流电流分量构成。 交流分量是一个两倍于交流侧输出电流基波频率的正弦量。 二次谐波 采用SPWM调制技术可以抑制与消除高次谐波，但逆变器从直流侧吸取的电流必然包含一个二次电流分量，这个电流流经直流侧支撑电容时产生的电压脉动是不容忽视的。,3. 单相桥式SPWM逆变电路直流侧的电流,36,7.7.3 三相桥式SPWM逆变电路的控制 1. 三相桥式SPWM逆变电路的结构与控制,三相桥式SPWM逆变电路的控制是用一条等腰三角波

21、与三条幅值及频率相同但相位各相差2/3（120）的正弦波进行比较，从而得到三个桥臂的控制信号 。,图中，uA、uB、uC是三个大小相同、相位各自相差120的三个正弦控制信号； ut为三角波信号； COMP、INV分别代表比较器与反相器。,37,图7.38 三相桥式SPWM逆变电路的工作波形,线电压基波分量是,线电压基波幅值：,线电压基波有效值：,38,三相桥式SPWM逆变器输出线电压中的谐波成分仍旧是以三角波频率的整数倍次谐波出现。,7.7.3 三相桥式SPWM逆变电路的控制,2. 三相桥式SPWM逆变电路输出电压波形中的谐波分析,39,3. 三相桥式SPWM逆变器直流侧电流,假定直流侧电压为

22、常值。输出线电流经滤波电路滤波后成为正弦波。相电压与相电流的滞后相角为。滤波电容C与电感L很小，其储能可以忽略。 于是直流侧瞬时输出功率必然等于交流侧的瞬时输出功率,40,若三相负载平衡，电路处于稳态，输出的三相交流电压、电流的幅值分别为 与 ，于是,3. 三相桥式SPWM逆变器直流侧电流,与单相SPWM逆变电路不同，在三相SPWM逆变电路中，直流侧电压源提供的电流是一个直流电流，实际中这个电流中还有一些高频谐波电流成分，但因其频率高，对中间直流电压的影响可以忽略不计。,41,7.7.4 桥臂互锁时间对SPWM逆变器特性的影响,如果负载电流大于零（从该桥臂流向负载），则D4导通续流，所以不产生

23、输出电压的损失；如果电流小于零（从负载流向该桥臂），D1必然导通，该桥臂的输出电压将增加。相反，若原先T4导通，在t内，当负载电流大于零时，D4导通，产生输出电压损失；当负载电流小于零时D1必然导通，结果不会产生电压损失，如图7.41（c）所示。,设原先T1导通，在t内，由于两个开关T1、T4都断开，此时桥臂A输出电压uAN的值将取决于负载电流iA的方向。,42,当负载电流大于零时，它使桥臂输出的脉冲变窄；负载电流小于零时，它使桥臂输出的脉冲变宽。 桥臂互锁时间t对输出电压的影响可以用在理想的输出波形上叠加一个与电流极性有关但宽度不变的脉冲列来表示，如图7.41（d）所示，结果是输出电压将会下

24、降。,由于高速自关断的开、关时间很短，当载波频率不高时，损失的电压很小；但当采用GTO一类的低速开关，并且载波频率较高时，就应考虑t对输出电压的影响。 由于在t期间，桥臂输出的脉冲变化，脉冲列已经不是严格的SPWM波形，所以，输出电压波形的频谱图中将会出现一些次数低的奇次谐波。,43,SPWM技术总结, 当频率调制比mf较小时，为保证输出电压的四分之一周期对称与正、负半波对称，必须采用同步SPWM调制。 除采用单极性SPWM控制的单相桥外，mf必须是奇整数。 对三相系统，它还应当是3的倍数，正弦波控制信号与三角波控制信号在共同的过零点处极性应当相反。 当mf很大时，这些限制可以取消，或者采用异

25、步调制方式。,44, 一般情况下，增大mf可以抑制或消除频率更高的谐波，这样，很小的滤波器就能将高频谐波滤除干净； 但增大mf就意味着开关频率的增高，由于逆变器的损耗与开关频率成正比，在大多数情况下，不应将它设计得过高。 例如在电力机车这样的系统中，当使用IGBT时，开关频率远低于1000Hz。,SPWM技术总结,45, 当幅值调制比ma1时，输出电压的基波分量随着ma的增大而增大，称为线性调制。 当ma1后，基波电压与ma间失去线性关系，称为过调制，此时，输出电压中将出现更多的边带谐波。 随着ma的增大，输出电压波形逐渐向方波演变，最终完全成为方波，电路由PWM工作模式变成方波模式。,SPWM技术总结,46,SPWM技术总结,由于方波模式时逆变器输出的基波电压（有效值为0.78Ud）高于SPWM模式时的输出电压，在许多大功率的交流传动系统（如电力牵引）中，在高速区往往采用这种模式。, 在对输出电压畸变率要求较高的应用中，如UPS，一般都要避免进入过调制区。,