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1、摘要 随着电力电子技术的发展，对电源的要求也越来越高。模拟电路固有的精度差、温度漂移大以及器件老化等问题，使得它在一些要求较高或者对接口、兼容要求高，温度、噪声敏感的场合难以达到令人满意的效果。而随着电路集成技术的提高，各种高性能微处理器的迅猛发展，已经可以满足实时控制的要求；体积小重量轻，可用于小型化、便携电源；而其价格的降低，使得数字控制系统有了更为普及的应用。本文采用Microchip公司的16位dsPIC33F系列单片机作为移相全桥软开关电源的主控制芯片。通过片内的A/D转换单元，将电流、电压的采样值转换为数字量，利用增量式PID控制算法进行反馈，通过片内PWM输出控制高频开关，从而实
2、现基准值与采样值之间的误差调节。本设计实现的是一款为输入单相交流220V；输出直流电压0100V连续可调；最大输出电流为10A；最大输出功率为1000W的开关电源。本文首先简单介绍一下系统整体结构，然后深入研究移相全桥ZVS PWM变换器原理和分析相关问题；接着是1000W开关电源的主电路硬件设计，包括主电路的拓扑结构，功能电路以及各电路参数的计算与元器件的选择；最后研究移相全桥电源的数字控制方案，包括软硬件的设计。本设计方案稳定可靠，控制精度高，纹波系数小，能够满足应用的需要。关键词：移相全桥；软开关；开关电源；PID控制；dsPIC33FAbstract第1章 绪论1.1 课题研究背景及意
3、义随着电子技术的高速发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。电子设备的小型化和低成本化使电源以轻、薄、小和高效率为发展方向。目前，在DC/DC变换器中，全桥移相控制软开关PWM变换器的研究十分活跃。它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合。国内外对全桥移相零电压软开关变换器的研究比较成熟，但目前研究热点已转向同时实现零电压零电流软开关。在数字控制方面，据文献看来基本是DSP比较多，而用Microchip公司的DSC高性能16位数字控制器在控制方面
4、可以比DSP更优越。因此移相全桥软开关电源还有更大的研究空间。本课题基于dsPIC33F的移相全桥软开关电源能够达到以上优点，损耗小、感性关断电压尖峰和容性开通电流尖峰小、电磁干扰轻微、便于控制、低成本和高精度等，是目前研究的热点课题。1.2移相全桥零电压PWM（PSC FB ZVS-PWM）变换器在移相控制基础上，利用功率MOSFET的输出电容和输出变压器的漏感作为谐振元件，使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频开关，称为PSC FB ZVS-PWM变换器。由于减少了开关过程损耗，可保证变换器效率达80-90%，并且不会发生开关应力过大的问题。现在FB ZVS-PWM开关
5、变换器已广泛应用于通信AC-DC一次电源、分布式军用电源系统中。PSC FB ZVS-PWM变换器的优点：开关管在ZVS条件下运行，开关损耗小，可实现高频化；控制简单（脉宽恒定，只控制移相）；恒频运行；无需吸收电路；电流、电压应力小，类似PWM变换器。PSC FB ZVS-PWM变换器的缺点：当负载很轻时尤其是滞后桥臂开关管的ZVS条件难以满足；原边有较大环流，使导电损耗增大；输出整流二极管不能实现零开关，其开关损耗大。早在1988年GE公司R.A.Fisher等就报导了三路输出（5V、15V、25V）的250W FB ZVS-PWM 开关电源变换器，fa=500kHz，功率密度37W/，效率
6、90%。1989年IBM公司Walters、Polivka等报导了在分布式军用计算机电源中高密度模块使用 FB ZVS-PWM DC-DC变换器，输出220W ,5V,输入 270V。开关频率200KHz。设计要求功率密度10W/。MTBF17000小时。对损耗的分析有如下结果：总损耗约55W，包括：功率MOS管及驱动电路9.3W；磁元件8.5W；肖特基二极管27W；输出滤波器1.5W；控制电路1.4W；其它3.7W。满载时变化器效率分析值为79.8%，实验值为77%。1993年美国Unitrode公司报导研制了 FB ZVS-PWM DC-DC变换器，输出48.8V，500W，输入360V，
7、开关频率200kHz。1990年VPEC J.A.Sabate等设计试验了输出2kW、360V的 FB ZVS-PWM DC-DC变换器。输入600V，开关频率100kHz,效率94.5%。总损耗113W，包括：功率MOSFET46.3W；二极管21.8W；磁元件24.6W；吸收网络和控制电路等20W。设计参数如下：Dmax=0.8，D=0.67。Cmax=82pF,C1=100pF，Llk=52uF；负载小于额定值48%时，变化器失去ZVS条件。1994年加拿大北方电信公司开发 FB ZVS-PWM DC-DC变换器型开关整流器。输出1.5kW，54V；输入电压175-264V AC；输入端
8、功率因数0.99.电流谐波畸变率（THD）0.9，重7kg，功率密度1.95W/。与同类PWM开关整流器相比，尺寸、重量下降40%。我国台北Delta(台达)电子公司推出FB ZVS-PWM型100A/48V AC-DC开关整流器，主要技术指标如下：开关频率50kHz，重30kg，功率密度183W/kg，效率90%，输入端功率因数0.9，噪音2mV，输出纹波28mV（pp），MTBF约10万小时。1.3 本文内容安排本文分为四章。第一章绪论中主要介绍本文的研究的背景及意义，同时介绍了研究的重点拓扑：移相全桥零电压变换器以及它国内外发展。第二章简单介绍一下电源系统的整体结构。第三章研究了移相全桥
9、ZVS PWM变换器原理，两种不同的谐振过程是本章分析的重点，从中得出了实现零电压开关的条件，为选择电路元器件提供依据。第四章是1000W移相全桥零电压开关电源的主电路硬件设计，包括主电路的拓扑结构，功能电路以及各电路参数的计算与元器件的选择。第五章研究移相全桥电源的数字控制方案，包括软硬件的设计。主要采用Microchip公司的16位dsPIC33F系列单片机作为移相全桥软开关电源的主控制芯片。通过片内的A/D转换单元，将电流、电压的采样值转换为数字量，利用增量式PID控制算法进行反馈，通过片内PWM输出控制高频开关，从而实现基准值与采样值之间的误差调节。第2章 系统总体方案 2.1 系统整
10、体结构在中大功率的开关电源电路中，一般采用全桥变换器，它的控制方式比较多。本设计实现的是一款为输入单相交流220V；输出直流电源0100V可调；最大输出电流为10A；最大输出功率为1000W的开关电源，因此其DC/DC拓扑结构设计为全桥。系统的结构框图如图2.1所示。 整流滤波EMI保护DC/DC全桥变换器输出滤波负载驱动电路dsPIC33F164GP206输出电压电流反馈辅助电源 AC 220V DC 50HZ PWM1 PWM2 图2.1 系统结构框图2.2 系统总体设计概述和总电路图 2.2.1 系统总设计概述DC/DC全桥变换器由四个功率开关管构成，主变压器只需要一个原边绕组，通过正反
11、向的电压得到正反向磁通，变压器铁芯和绕组得到最佳的利用，使效率和功率密度得到提高。本设计通过软件设置PWM波形，利用PWM波形交替驱动功率开关管导通与关断的时间，完成对输出电压的稳定，通过A/D转换完成对开关电源输出电压和电流的采样。开关电源工作时，采用电压反馈由PWM控制实现对输出电压的稳压功能。为了精确控制开关电路的电压输出，把单片机的高频脉冲信号分频后变成适宜的开关脉冲信号，作为dsPIC33F的计数脉冲和门控信号，单片机把给定值与采集的信号进行比较，产生误差信号。根据增量式PID算法设置dsPIC33F产生不同占空比的方波信号，经过驱动电路控制开关调整输出电压，以达到电压的稳定。2.2
12、.2 移相全桥软开关电源总电路图 基于dsPIC33F164GP206的移相全桥软开关电源总电路图见附录。 第三章 移相全桥电路基本原理3.1 移相全桥零电压PWM软开关电路的工作原理3.1.1 基本结构及工作过程图2.1示出移相全桥型电路。Ui为直流输入电压，Uo 为输出电压。与普通全桥电路相比，电路中增加了一个谐振电感Lr 和与四个开关(S1S4) 并联的电容(C1 C4) ,它不仅是独立的电容元件,还包括开关器件中寄生的结电容。图2.2 示出S1S4 的开关控制波形。除死区时间外,电路中总有两个开关同时导通,其组合为S2和S3、S3和S1、S1和S4、S4和S2 ,周而复始,其中S2和S
13、3、S1和S4组合时,全桥电路输出能量；S3和S1、S4和S2 组合时,全桥电路处于续流状态，不输出能量。改变这两类组合的时间比例，即改变移相角，就能实现输出电压的调节。图3.1 移相全桥型电路 图3.2 开关控制波形 根据输出滤波电感Lo的电流是否连续,电路的工作模式可分成连续和不连续两种。在不连续工作模式下，S1S4 都不能实现零电压开通,开关损耗大，这是应该尽量避免的一种情况。鉴于在通常应用(如开关电源、逆变焊机)中，Lo 的电流基本上都能连续，因此本文的讨论仅限于连续工作模式。另外，在分析中假定开关、电容、电感和变压器都是理想的。 谐振是移相全桥型电路实现开关的零电压开通的关键。电路的
14、谐振过程发生在四种组合相互转换的死区时间内，每一开关周期有四次。由于谐振过程两两对称,可分为: 1.输出能量状态S2和S3 、S1和S4 向续流状态S3 和S1、S4 和S2 转换的谐振过程,即超前桥臂S1、S2 的换流过程。2.续流状态S3和S1、S4 和S2 向输出能量状态S1和S4、S2和S3转换的谐振过程，即滞后桥臂S3、S4 换流过程。3.1.2 超前桥臂转换的谐振过程以S2和S3向S3和S1 转换为例,考虑到S2 关断后, VD6 仍然导通, 所以谐振电路应含Lr、谐振电容C1和C2、变压器T、输出滤波电容Co、Lo ,将Co、Lo 折算到T 的初级,并将Co等效为电压源,这时等效
15、的谐振电路见图2.3a。因在谐振电路中电容可等效为零初值等值电容与电压是电容初值电压的电压源串联(见图2.3b) ,所以谐振电路可化简为图2.3c。根据图2.3c 可得这一次谐振过程的微分方程为: （1）式中n 变压器变比 C=C1+C2 L=Lr+Lo。初始状态:电容电压(0) = Ui ,谐振电流(0) = Io/ n ,谐振过程开始于S2 关断时刻,结束于S1 开通时刻,如果在谐振结束时满足 = 0 ,S1 即为零电压开通。 (a) 谐振过程等效电路 (b) 电容等效变换 (c) 简化等效电路图3.3 超前桥臂转换谐振过程等效电路 由于很大的Lo 参与谐振,所以几乎不衰减, (t) 可近
16、似为线性下降。为了使(t)能在t1 时间内降至零,应满足以下条件:t1 kCUi/Io (2) 其中t1为S1和S2交换死区时间。相似的谐振过程发生在S1和S4 向S4 和S2 转换的死区时间内,所以S1、S2实现零电压开通的条件相同均为式(2)。3.1.3 滞后桥臂转换的谐振过程 以S3 和S1 向S1 和S4 转换为例，考虑到VD5、VD6 同时导通，T 的次级被短路，则谐振电路包含Lr 、C1 、C2 和VD4 ,如图2.4a 所示。采用电压源等效的方法，电路可简化为图2.4c。谐振过程中,Lr 的电流减小，C的电压升高,当升高至Ui时,VD4 导通,谐振过程结束,这便为VD4对应S4的
17、零电压开通条件。这一次谐振过程的微分方程为: （3）式中C=C1+C2 L=Lr 初始状态: (0) = 0 , (0) = Io/n ,谐振过程开始于S3 关断时刻,结束于S4 开通时刻。如果在谐振结束时满足= Ui ,S4 即为零电压开通,谐振周期 ,谐振峰值。 死区选取t2 = Tr/ 4 ,即谐振电压达到峰值时结束换流为最好,它可作为选取t2 的依据。滞后桥臂S3 、S4 实现零电压开通的条件是Up Ui ,即: Ui (4)这一不等式是设计Lr 的依据。t2为S3和S4交换的死区时间。(a) 谐振过程等效电路(b) 电容等效变换(c) 简化等效电路图3.4 滞后桥臂转换的谐振过程等效
18、电路3.2 移相全桥零电压电路占空比丢失现象 FB-ZVS-PWM电路的一个特殊现象就是占空比丢失，它总是发生在输出能量状态( S2和S3 、S1和S4 ) 的开始，如图2.2 。这时S3 刚开通，Lr 的电流刚刚衰减至零或尚未衰减至零，T的次级处于续流状态,其两端的电压为零，Lr承受电压Ui ,其电流反向并逐渐增大，只有当其电流增大至Io/ n 时，T 的次级才退出续流状态，两端的电压才升高至Ui ,Lr 的电流增加变慢，其上升率主要由Lo 决定。这样，从S3 开通到T退出续流状态，T 并不输出电压,这一段时间就是丢失的占空比: 。可见，Lr 越大、Io 越大，的丢失现象也越严重。3.3 分
19、析总结 本章介绍了移相全桥软开关电路中的两种谐振过程，得出了超前和滞后桥臂的零电压条件，并对两个不同的谐振过程进行了比较,得出以下结论: 1.超前桥臂的零电压条件主要取决于死区时间；滞后桥臂的零电压条件主要取决于Lr 的大小。同时两者都与 的大小有关。 2.滞后桥臂的死区时间应取Tr 的1/ 4 。 3.超前和滞后桥臂的死区相等时,满足滞后桥臂零电压条件的 一定也满足超前桥臂的零电压条件，即超前桥臂的零电压开通比滞后桥臂容易。第四章 1000W开关电源主电路设计4.1 开关电源性能指标的确定本文设计的一款输出功率可达1000W的高频开关电源，其具体的性能指标如下：输入交流电压：AC 220V
20、50Hz 输入直流电压：DC 180350V 输出直流电压：DC 5100V可调输出额定电流：10A输出额定功率：1000W开关频率：100KHz4.2 主电路结构本电源主电路结构包括输入整流滤波电路；移相全桥主功率电路；输出整流滤波电路等组成。 4.2.1 输入整流滤波电路开关电源的输入电路主要由电磁干扰（EMI）滤波器和保护元件所组成，它置于交流电源进线与整流电路之间。随着对开关电源性能要求与安全要求的不断提高，尤其是对大功率高频率的开关电源而言，输入电路的设计已成为不可忽略的问题。开关电源输入电路中的EMI滤波器有C型（纯电容）、L型（一个电感、一个电容）、T型（两只电感、一个电容）、型
21、（一个电感、两只电容）、双型（对称绕在同一铁芯上的两个电感、两只电容）等。对于较大功率的开关电源，其输入电路中的EMI滤波器大多采用以双型滤波器为基础的复式混合型结构。本设计采用的EMI滤波器电路如图4.1所示。 图4.1 开关电源输入端EMI滤波器电路 在图4.1中，L1与L2、C1与C2和C3与C4组成EMI滤波器，用于差模-共模方式的EMI/RFI的抑制。本设计在元器件数值上，L1=L2=0.8mH，C1=C2=0.33uF，C3=C4=2200pF。L1和L2对共模干扰信号呈现高阻抗，而对差模信号和电源电流呈现低阻抗，这样就保证了对电源电流的衰减甚微，而同时又抑制了电流噪声。通常L1、
22、L2对称地绕在同一磁芯上，这样可以在正常工作电流范围内，由于磁性材料产生的磁性互相补偿，从而能避免磁通饱和。但是对于不对称干扰信号来说，这两个线圈产生的磁场是相互加强的，对外呈现出的总电感明显加大，于是，对称的干扰信号就被L1、L2和C1、C2大大地抑制了。EMI滤波器后接全桥整流滤波电路。VD1VD4和电解电容C5组成了桥式整流滤波电路。4.2.2 移相全桥主功率电路 移相全桥主功率电路如图4.2所示。全桥拓扑结构由Q1Q4四个主功率IGBT组成。高压瓷片电容C1C4并联IGBT两端。快恢复二极管VD1VD4反并联IGBT两端以提供无功返回通道。通过dsPIC33F输出移相PWM控制信号对四
23、个IGBT驱动电路进行控制，驱动IGBT导通和关断，从而在A、B端得到脉宽可调的高频交流方波电压。可以通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相位差来调节输出电压，具体方法见第五章的控制电路设计。高频变压器T1起到隔离和降压的作用，它有一个原边绕组，两个带中心抽头的副边绕组。在高频变压器的原边串联阻断电容C5和谐振电感Lr。阻断电容在环流期间加速环流衰减，使得滞后臂容易实现零电流关断，保证原边电流回零，防止变压器直流偏磁，以实现变压器磁芯的磁感应复位。附加谐振电感Lr，为开关管的并联电容器充放电提供足够的磁场能量，可促进变换器滞后桥臂实现ZVS。超前桥臂谐振过程与副边单个整流管导通期，其输出滤波电感反射到
24、原边，参与串联谐振的电感量很大：（），在一定负载电流时可让超前桥臂并联电容迅速完成充放电过程，比较容易实现大范围负载电流 变化的零电压开关。而滞后桥臂的谐振过程发生在副边两只整流管的同时导通期间，它切断了副边反射电感，使参与滞后桥臂谐振电感量减到只剩下Lr，所以在相同负载电流时滞后桥臂更难实现ZVS。图4.2 主功率电路及输出滤波电路但如果附加谐振电感Lr过大，会延长原边电流在正负半周的转换时间，也就是延长了副边被输出二极管同时导通箝位而短路，即副边占空比丢失的时间，使得电源的整机效率降低。在电网电压最低，负载电流最大时，副边占空比丢失最多。但Lr过小，甚至取消，虽然占空比丢失最小，但上冲或下
25、冲尖刺干扰超过原边电流峰值的12倍，甚至正负半周不对称，增大开关损耗，甚至是功率管温升加剧，容易毁坏主开关管，降低电源的可靠性。所以附加谐振电感的设计与磁芯材料的选择是否合理对电源整机性能影响很大。实际制作时，需要反复试验，选择合理参数折中处理，基本要满足式4.1： （4.1）从而有足够磁通提供电容充放电。开关管的并联电容也较难选择，容量过小不能起到缓冲吸收作用，容量过大轻载时电荷尚未完全放光，加剧了开通损耗。并联电容的充放电时间即死去时间应大于该管的电流下降时间，约为23倍的关系，最恶劣的条件也要能尽量减小关断损耗。4.2.3 输出整流滤波电路 输出整流滤波电路用来将变压器副边输出的高频交流
26、方波电压进行整流和滤波，输出的方波为200KHz，如不加输出滤波器，开关电源的输出中将含有很严重的高次谐波。因为谐波次数比较高，用一级LC滤波电路就可以解决问题，从而得到平直的符合要求的直流电压。一般而言，输出整流电路有两种，一种是四个整流二极管构成的全桥整流方式，另一种是两个整流二极管构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较少时，一般采用全桥方式。当输出电压比较低、输出电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般选用全波整流方式。本设计选取全波整流方式，如图4.2所示，VD5和VD6两个二极管组成输出整流二极管。Co作为滤波电容，滤除高次谐波以减小纹波电压，滤波电感Lo用以减小纹波电流。4.3 主电路的参数计算与元器件选择 主电路参数的计算和元器件的选择是根据电路原理和开关电源性能指标来进行的，下面具体进行说明。4.2.3