《毕业设计（论文）-双三电平PWM变频器低开关频率技术研究.docx》由会员分享，可在线阅读，更多相关《毕业设计（论文）-双三电平PWM变频器低开关频率技术研究.docx（42页珍藏版）》请在三一文库上搜索。
1、双三电平PWM变频器低开关频率技术研究2014.6摘要作为一个拥有世界约1/5人口的大国，我国在能源环境问题上的态度关乎到人类社会的发展。我国早在2012年“十二五”规划中，就对节能减排工作做出了重要的指导，投入2万多亿元进行节能减排工程的建设。作为能源应用领域的重要一员，电机系统自然成为节能关注的重点。投入使用节能高效的电机，放弃落后设备，优化电机系统的控制运行，提高电机系统效率，推动电机大功率系统，成为电机系统的发展目标。而伴随电力电子技术的发展，大功率变频设备也得到了越来越广泛的应用。为了达到节能减排的目的，不仅要求功率变频器能够满足常规的功能指标，而且还需要考虑与各类再生能源的并网能力
2、，提高风能、太阳能等清洁能源的有效利用率。本文选用Back to Back型双电平变频器带电励磁同步电机负载。因为中压大功率变频器的负载和电网的谐波污染小，能量变换效率高，所以在环保方面显现出其优势。对于中压大功率变频器而言，其电能损耗主要来自于高电压、大功率情况下的功率器件开关损耗，所以为了降低功率器件的开关损耗，需要降低功率器件的开关频率，但降低频率后会带来一系列问题。针对低开关频率造成的PWM整流器dq轴电流耦合严重、交流侧电流谐波畸变问题，对三电平电压源型PWM整流器进行了复矢量建模，理论分析了开关频率对dq轴电流耦合程度的影响。针对常规同步对称优化PWM算法，如SHEPWM等，只能离
3、线计算、动态性能不佳的缺陷，本文首次将滚动时域优化与SHEPWM相结合的模型预测优化PWM模式移植至电励磁同步电机。为进一步提高双三电平PWM变频器系统运行性能，针对低调制度区采用的SVPWM调制算法，研究了一种基于桥臂优化选取的中点电位控制方法，只需判断中点电位差、无需引入输出侧电流，从而避免了低开关频率下电流畸变严重对中点电流极性判断影响。针对非理想电网环境，研究了一种能同时适用于单相和三相并网系统的SHE-PLL，跟踪性能良好且能大幅简化算法、便于数字化实现。同时讨论了电网不平衡时三电平电压源型PWM整流器在低开关频率下的控制策略。AbstractAs a country with a
4、population of about 1/5, Chinas attitude towards energy and environment concerns the development of human society. China as early as 2012 12th Five-Year plan, will make an important guidance to the work of energy-saving emission reduction, construction investment 2 trillion yuan for energy-saving em
5、ission reduction projects. As an important part of the energy application field, the motor system has naturally become the focus of energy saving. Put into use energy efficient motor, abandon the backward equipment, optimize the motor system control operation, improve the efficiency of the motor sys
6、tem, promote the motor high-power system, become the development goal of the motor system. With the development of power electronic technology, high power frequency conversion equipment has also been more and more widely used.In order to achieve the purpose of energy saving, requires not only the po
7、wer converter can meet the functional index of routine, but also need to consider the ability of grid energy and all kinds of regeneration, improve the effective use of clean energy such as wind energy and solar energy rate. In this paper, Back to Back type dual level inverter is used to load the ex
8、citation synchronous motor load. Because the medium voltage high-power inverter load and harmonic pollution of the power grid is small, the energy conversion efficiency is high, so it shows its advantages in environmental protection. For medium voltage high power inverter, the power switching loss m
9、ainly comes from the high voltage and high power situation, so in order to reduce switching losses of power devices, the need to reduce the switching frequency, but lower frequency will bring a series of problems.PWM rectifier DQ axis current coupling resulting in low switching frequency, serious di
10、stortion problems AC side current harmonics, the three level voltage source type PWM rectifier of the complex vector model, analyze the impact of switching frequency on the DQ axis current coupling degree. According to the conventional synchronous symmetric PWM optimization algorithm, such as SHEPWM
11、, defect only off-line computation, poor dynamic performance, the receding horizon optimization combined with SHEPWM model PWM model to predict and optimize the transplantation of electrically excited synchronous motor. In order to further improve the performance of the dual three level PWM inverter
12、 system, the system of low-key area SVPWM modulation algorithm on a bridge arm optimization of neutral point potential control method based on the selection, only to judge the midpoint potential difference, without introducing the output current, so as to avoid the serious distortion of the current
13、low switching frequency of the neutral point current polarity judgment effect. Aiming at the non ideal grid environment, a SHE-PLL which can be applied to single-phase and three-phase grid connected system is studied. The tracking performance is good, and the algorithm is simplified greatly, and it
14、is convenient for digital implementation. At the same time, the control strategy of three level voltage source PWM rectifier under low switching frequency is discussed.目录摘要2Abstract2第1章 绪论61.1选题背景及意义61.2国内外研究现状71.2.1 拓扑结构71.2.2 调制技术81.3论文研究内容101.3.1低开关频率下的调制技术101.3.2高性能控制策略111.3.3 中点平衡问题111.4 论文研究内容
15、12第2章 低开关频率下三电平PWM整流器复矢量建模132.1 常规建模132.1.1 三相静止坐标系132.2.2 两相旋转坐标系142.2 复矢量建模142.3 低开关频率下的PWM耦合性162.4 本章小结17第3章 低开关频率下的双三电平PWM调制策略183.1 电励磁同步电机高性能调速的意义183.2 分段同步调制的分界点183.3 特定谐波消除法PWM193.3.1 特定谐波消除法的基本原理193.3.2动态调节中特定谐波消除法存在的问题213.4 模型预测优化PWM脉冲模式控制213.4.1 离线计算特定谐波消除法开关角213.4.2 磁链轨迹跟踪223.4.3 模型预测优化PW
16、M脉冲模式原理233.4.4 动态开关角调整253.5 仿真模拟分析273.6 本章小结30第4章 低开关频率PWM变频器系统性能提升314.1 低开关频率下的中点电位平衡问题314.1.1低开关频率对中点电位的影响314.1.2 低开关频率下低调制度区的中点电位控制334.2 非理想电网条件下的低开关频率控制344.2.1 电网不平衡带来的问题354.2.2 电网不平衡时的控制策略354.3 本章小结36第5章 系统设计验证375.1 低开关频率下的动态调节验证375.2 低开关频率下的中点电位控制验证385.3 本章小结39第6章 结论与展望40参考文献41第1章 绪论1.1选题背景及意义
17、作为一个拥有世界约1/5人口的大国，我国在能源环境问题上的态度关乎到人类社会的发展。我国早在2012年“十二五”规划中，就对节能减排工作做出了重要的指导，投入2万多亿元进行节能减排工程的建设。作为能源应用领域的重要一员，电机系统自然成为节能关注的重点。投入使用节能高效的电机，放弃落后设备，优化电机系统的控制运行，提高电机系统效率，推动电机大功率系统，成为电机系统的发展目标。而伴随电力电子技术的发展，大功率变频设备也得到了越来越广泛的应用。传统的两电平型拓扑提高功率等级是通过高压大功率变频器或串联多个功率开关等方式实现的，这一方式的发展受到电力电子器件工艺的限制，所以如何利用中压大功率变频器实现
18、大功率高性能调速是值得深入研究和具备发展潜力的课题。常见的中压大功率变压器拓扑一般包括二极管钳位型、H桥级联型以及电容钳位型三类。如图1-1所示为大功率变频器的分类。图1-1 大功率变频器分类为了达到节能减排的目的，不仅要求功率变频器能够满足常规的功能指标，而且还需要考虑与各类再生能源的并网能力，提高风能、太阳能等清洁能源的有效利用率。本文选用Back to Back型双电平变频器带电励磁同步电机负载。因为中压大功率变频器的负载和电网的谐波污染小，能量变换效率高，所以在环保方面显现出其优势。对于中压大功率变频器而言，其电能损耗主要来自于高电压、大功率情况下的功率器件开关损耗，所以为了降低功率器
19、件的开关损耗，需要降低功率器件的开关频率，但降低频率后会带来一系列问题。（1） 控机系统设计问题本文采用的双电平变频器系统是Back to Back系统，整流侧多采用直接功率控制或矢量控制。为了减少网侧谐波对网电流产生的影响，还需要采用其他的控制策略。当降低开关频率后，PWM整流器id、iq电流分量耦合严重，网侧谐波增加显著，给控制器设计和并网控制造成许多困难。同时，对于基于电励磁同步电机的三电平逆控制器系统，低开关频率下的双闭环控制会出现电机定子电流磁化分量和转矩分量的耦合严重，电机定子侧电流畸变等问题。（2） 建模问题通常情况下，PWM调制环节在建模中作为一阶惯性环节，但在降低开关频率后，
20、PWM环节的延时不容忽视，所以需要重新进行PWM变频器的建模。建模时，多采用状态矩阵法对变频器负载电励磁同步电机进行建模，这种情况下的模型复杂，变量之间的耦合严重，设计难度大。（3） PWM调制问题调制环节使用三角载波调制或者空间矢量PWM算法会导致低开关频率下的谐波输出过大，导致性能不达标。1.2国内外研究现状 随着电力电子器件的发展以及电力控制技术的进步，大功率变频技术已经在电力、矿业、船舶等诸多领域得到了高效利用，成为提高能源使用效率的重要措施。在大功率变频器方面，其控制系统、拓扑结构、PWM调制技术成为重要的研究方向。1.2.1 拓扑结构大功率变频器主要包括两类：高压大电流大功率变频器
21、、中压大电流大功率变频器。本文所采用的大功率变频器为中压大电流类型，其发展相对成熟，控制水平较高。以中压大电流电力电子器件为基础的多电平变频器的主要拓扑结构主要包括：二极管钳位型、飞跨电容型、H桥级联型三类。目前兆瓦级的大功率变频装置主要有ABB、Siemens等公司生产。(1) 二极管钳位型二极管钳位型拓扑结构是从传统两电平拓扑结构发展而来的，如图1-2所示，是一类二极管钳位型拓扑结构。图1-2 二极管钳位型拓扑结构该拓扑结构各开关器件的承压仅为直流电压的1/2，能够降低装置成本，同时提高电压等级的承受能力。另外电流的畸变率小，变频器容量大。但是这一结构可能会出现中点电位不平衡、同一桥臂器的
22、器件损耗不一、系统控制难度、可靠性下降等问题。（2）飞跨电容型飞跨电容型拓扑结构是利用悬浮电容取代钳位二极管，拓扑结构如图1-3所示。图1-3 飞跨电容型拓扑结构图1-3为飞跨电容型五电平结构拓扑，该拓扑结构解决了在电平数增加的情况下二极管钳位结构中二极管过多的问题，开关状态的选取更加灵活。飞跨电容型拓扑只需要一个直流电源，而飞跨电容的数量决定了输出电压的等级。在高电压大容量的系统中，需要大量的电容，系统成本较高，封装难度大，同时控制电容电压的平衡也是技术问题。（3）H桥级联型如图1-4所示，是H桥级联型五电平变频器的拓扑结构。这一拓扑结构直流侧是由隔离电源单独进行供电的，没有电压均衡的问题。
23、H桥级联型拓扑结构不受电容或二极管数的限制，输出谐波性能好，在大功率应用方面表现更为出色。另外，H桥级联型变频器多为模块化设计，便于后期维护。H桥级联型拓扑的缺点在于因为需要隔离电源负责直流侧供电，工业成本相对较高，体积大，不能四象限运行。图1-4 H桥级联型拓扑结构1.2.2 调制技术调制技术通常以适应不同开关频率来进行划分，一般可分为高开关频率、混合开关频率、低开关频率以及变开关频率4类。因为调制技术能够直接影响变频器的运行效率，所以调制技术在大功率变频装置研究中受到广泛关注。调制技术就是利用合理的手段，调整变频器的输出电压或电流波形，使输出波形的谐波含量小，利用调制技术能够保证直流侧的电
24、压稳定，有效降低共模电压，使输入电流的谐波分量以及dv/dt保持在较低水平。大功率变频器的调制技术主要包括脉宽调制技术、空间矢量调制技术、谐波控制调制技术、基于可变开关频率的调制技术。（1）脉宽调制技术脉宽调制技术的原理简单、容易实现，且调制性能优异，所以在小功率变频器中得到了大量应用。在大功率变频器方面，脉宽调制技术包括三类：电平移位脉宽调制技术、相移脉宽调制技术以及混合调制技术。（2）空间矢量调制技术空间矢量调制技术具备电压利用率高、输出电压形式丰富、便于变形拓展等优势，在脉宽调制技术中得到了重要的应用。目前的空间矢量调制技术除了普通的调制技术以外，还出现了三维空间矢量调制技术、多相桥臂的
25、多电平空间矢量调制技术。空间矢量调制技术适合功率器件开关频率较高的场景，对于需要降低开关频率以减少功耗的设计，这一技术并不适用。（3）谐波控制调制技术谐波控制调制技术是针对大功率变频器低开关功率下的调制技术，包括基于开关角直接调制方法，如特定谐波消除法、特定谐波抑制法，以及基于载波调制的改进脉宽调制算法，如不连续调制技术等等。a特定谐波消除法特定谐波消除法的原理是将变频器的输出相电压进行傅里叶分解，然后使基波幅值与调制度相关给定值相等，使指定消除谐波的幅值为零，经过计算获得开关角，利用开关角触发器件实现特定谐波消除。这一方法利用傅里叶级数展开，计算复杂，需要离线求解，需要通过如遗传算法、蚁群算
26、法等计算开关角，工程实现难度大。b特定谐波抑制法特定谐波消除法将低次谐波平移到高次，总谐波畸变率不变，会导致第一个未被消除谐波的幅值表达，而要满足可再生能源的并网要求，需要限定变频器网侧电流的总谐波畸变率，额外加装滤波装置。而特定谐波抑制法对特定谐波消除法进行了改进，将满足并网要求的总谐波畸变率和各谐波比例作为目标函数求解开关角，但求解较特定谐波消除法复杂。c基于载波调制的改进脉宽调制算法根据采样方式的不同，可以将固定开关频率的PWM调制算法分为三种：自然采样PWM、规则采样PWM以及直接PWM。自然采样PWM的谐波输出性能优良，但求解复杂，所以应用范围小；规则采样原理简单，但在低开关频率下，
27、因为对称规则采样的基带谐波系数大对系统性能造成的影响很大，而不对称规则采样的单载波周期中有两个采样点，性能与自然采样相近。PWM本质区别是零矢量的作用点和时间，如果将相邻半载波周期的有效矢量进行平移，集中到一起则没有了零矢量，这种方法则称之为不连续调制技术。（4）可变开关调制技术前三种调制技术都是基于固定开关频率的，输出谐波主要出于载波频率及倍频附近，而对于可变开关频率的输出谐波是分散的，对于这类情形出现了模型预测控制、滞环控制、空间矢量控制等等。a模型预测控制模型预测控制的优势在于目标函数的可变性，可以根据目标函数进行滚动优化。有学者提出选取变频器的离散模型作为预测模型，基于开关状态的有限离
28、散特点，建立中点电压、开关频率、电流误差等目标函数滚动优化；也有学者提出采用特定谐波消除法、特定谐波抑制法，通过滑动傅里叶变换提出谐波幅值，然后将需要消除的谐波幅值加入到模型预测控制的目标函数中，滚动优化，动态消除谐波。b滞环控制 电源型三电平PWM变频器的输出电压是正弦波，所以在进行交流电动机调速设计时，需要保证输出的是正弦波电流，否则会对系统性能造成很大的影响。常见的电流闭环控制方式是滞环控制。首先设定电流和反馈电流的偏差范围，然后经滞环控制器控制变频器桥臂的功率器件动作。这种方式容易实现，而精度和滞环宽度是紧密相关的，容易受到器件最大开关频率的影响。c空间矢量控制法适合多电平的空间矢量控
29、制法的脉冲序列不是可合成的参考电压开关状态序列，而是开关状态序列中最接近参考电压的开关状态，这样可以实现自然基波频率输出，同时降低开关损耗，但是容易造成输出波形畸变，使用的范围比较小。1.3论文研究内容根据上文的介绍，可以发现不同的拓扑类型所应用的方面是各不相同的。本文采用二极管钳位型拓扑，因为H桥级联型拓扑无法实现四象限运行，而飞跨电容型拓扑的电容电压平衡控制难度大，在工业领域没有得到大规模应用。虽然二极管钳位型拓扑的输出谐波性能相对较差，而且dv/dt较大，但采用back to back的双PWM结构，直接将电网和变频器进行连接，则可以适应任意电网侧功率因数，符合大功率高性能场景下与可再生
30、能源并网的要求。本文的研究拓扑结构如图1-5所示。该拓扑是基于back to back型双三电平PWM二极管钳位型大功率变频器设计的，本文利用该拓扑结构解决在低开关频率下的调制技术、高性能控制策略、中点平衡问题等关键问题。图1-5 双三电平PWM二极管钳位型大功率变频器拓扑结构1.3.1低开关频率下的调制技术如图1-6所示是某公司6.5Kv、600A的IGBT在3.6Kv、80结温下，开关频率与最大输出电流的对应曲线。 图1-6 IGBT器件开关频率与最大输出电流关系曲线从曲线中可以看到，随着开关频率的降低，大功率变频器的开关损耗得到有效降低，器件的最大输出电流得到提高，变频器的输出效率增大。
31、但是，利用传统调制方法进行调制，在开关频率较低的情况下，输出谐波性能会变差，电流畸变率增加，系统控制性能受到极大影响。现阶段，针对二极管钳位型图谱的低开关频率调制方法主要包括基于谐波控制思想调制和基于可变开关频率的调制两类。其中基于谐波控制思想调制包括基于开关角直接调制的同步对称特性的优化脉宽调制算法和基于载波调制的改进脉宽调制算法。前者虽能够优化输出谐波性能，但是算法复杂，且只能稳态离线求解；后者主要应用于载波比高的场景下。基于可变开关频率的调制方法包括模型预测控制、滞环控制、最近电平控制等，这是一种将调制算法和控制策略进行结合的方法。1.3.2高性能控制策略本文所涉及的双三电平脉宽调制变频
32、器低开关频率下的高性能运行主要需要满足两个条件：一个是整流器交流侧电流波形平滑，dq轴电流间耦合度低，网侧电流谐波能够满足并网需求，在电网不平衡的情况下可以照常运行；二是逆变器侧转矩输出脉动小、电机定子电流磁化分量和转矩分量间耦合小，动态性能良好。随着对大功率变频器研发的重视，越来越多的高性能控制策略被提出。有学者提出结合重复控制的无差拍策略，但因为没有考虑低开关频率下无差拍控制的离散性影响，系统动态性能差；还有学者提出利用特定谐波消除法进行脉冲调制，但动态问题难以解决；也有学者在坐标系下采用基于模型预测控制的脉冲调制方案，但该控制技术的开关频率不固定造成电磁兼容性差、滤波器设计难度大等问题。
33、目前许多研究在针对低开关频率场景下效果并不理想。大功率变频器低开关频率下的高性能控制策略效果较为理想的有复矢量建模、定子磁链轨迹控制以及基于模型预测控制方法，其中基于模型预测控制方法在目标函数中引入开关次数可以通过滚动时域优化实现开关频率的降低。1.3.3 中点平衡问题作为影响三电平变频器运行性能的重要因素，中点平衡问题与调制度、负载情况以及动态特性等有着直接的联系。其中调制度变化过度频繁会导致多重中点电位误差，这种多重误差会引发过电压，另外中点点位控制有不可控区域，这一区域和负载情况及调制度相关。而低开关频率的系统动态性能差，也会影响中点点位的控制。针对三电平逆变器的中点平衡问题，多采用虚拟
34、矢量重点控制、平衡因子法等方法调整冗余小矢量作用时间来达到平衡控制，而在低开关频率的情况下，可能由于电流畸变问题导致控制效果差；再就是可以结合中点电流的方向，抽取、注入零序电压，实现中点点位控制，但是低开关频率下的中点电流方向难以确定，同时因为谐波电流无法在一个调制周期内快速衰减，所以在调节时可能出现中点电位波动叠加。有学者提出了虚拟空间矢量和平衡因子法结合的十段式对称模式，这一模式使中点电位全范围可控，但是没有考虑低开关频率的情形。本文所采用的研究方法是基于模型预测控制和滑动傅里叶结合的三电平脉宽调制脉冲模式。将滑动傅里叶提取的网侧电流基波和谐波幅值作为模型预测控制目标函数的一部分，同时尽可
35、能降低开关频率，减少中点电位偏差，利用滚动时域优化实现降低降低、器件开关频率以及达到中点电位平衡的目的。这一调制模式类似特定谐波消除，但是可以动态调节。1.4 论文研究内容（1）低开关频率会影响PWM整流器的调制，带来采样延时，dq轴电流间的耦合强。本文首先对低开关频率下的三电平PWM整流器进行复矢量建模，然后对低开关频率对PWM和系统性能的影响进行深入分析；之后进行基于复矢量的电流调节器的设计，对调节器的稳定性和有效性通过现代控制理论分析手段验证。（2）解决低开关频率下三电平PWM整流器的调制策略问题。基于二重傅里叶分析法对多种采样方式的PWM输出谐波组成进行解析，在这一基础上对不对称规则采
36、样和空间矢量脉宽调制相结合的不对称空间矢量脉宽调制算法及改进方案进行研究。为了实现与可再生能源发电的并网，优化改进PWM调制策略，采用基于特定谐波消除法、特定谐波抑制法的模型预测控制方式在模型预测控制的目标函数中加入滑动傅里叶获取的特定次谐波幅值，利用滚动优化将其控制为零，进而达到特定谐波消除及降低总谐波畸变率的目的，达到并网的需求。（3）提升双三电平PWM变频系统的运行性能。研究低开关频率分段调制算法中低调制度区域的中点电位平衡问题。结合电网不平衡情况提出一种基于特定谐波消除法的改进锁相环方案，移除计算复杂的乘法器，转而使用方波比较器替代，然后在方波函数中引入利用特定谐波消除法中计算得的消除
37、特定谐波的开关角，如此一来可以获得滤除低次谐波成分的被跟踪信号，从而达到锁相环对电网基波分量的精准跟踪。第2章 低开关频率下三电平PWM整流器复矢量建模2.1 常规建模如图2-1所示为三电平电压源PWM整流器的拓扑结构。图2-1 三电平电压源PWM整流器的拓扑结构图中，网侧电动势用符号e表示，交流侧电流用符号i表示，网侧滤波电感用符号L表示，网侧滤波电阻用符号R表示，直流侧电压和电流分别用符号V、i表示，交流侧电压用符号v表示。C和u分别表示直流侧分压电容和对应电压，O为钳位中点，O为电网中点。下标分别表示不同相位。2.1.1 三相静止坐标系如图2-1所示，我们定义开关Sx（x代表a、b或c）
38、状态如下：当Sx1 、Sx2为开，Sx3、Sx4为关时，Sx为+1；当Sx2 、Sx3为开，Sx1、Sx4为关时，Sx为0；当Sx1 、Sx2为关，Sx3、Sx4为开时，Sx为-1。将功率开关想象成开关函数，可以将图2-1简化为图2-2。图2-2 三电平电压源PWM整流器简化结构其中，开关Sx被分解为单刀开关：SxP、SxO、SxN，1表示开关接通，0表示开关断开。他们之间的关系可以表示为：Sx=2=SxP=1、SxO=0、SxN=0Sx=1=SxP=0、SxO=1、SxN=0Sx=0=SxP=0、SxO=0、SxN=1PWM数学建模是建立在一定的数学理想假设的基础上的，本文中我们假设电网为理
39、想电网，功率器件为理想器件，直流负载为等效负载。在此基础上，根据基尔霍夫电流定理，我们可以获得P、N、O三点的电流方程，以及PWM整流器在三相静止坐标系的开关函数模型，整理表示为：C1duc1dt=SaPia+SbPib+ScPic-iLC2duc2dt=-SaNia-SbNib-ScNic-iL2.2.2 两相旋转坐标系两相旋转坐标就是将三相静止坐标转换到新的坐标系下，开关函数满足新的关系：SdNSqN=Cabc/dqSaNSbNScNSdPSqP=Cabc/dqSaPSbPScP其中，Cabc/dq称为坐标转换系数，Sdj和Sqj为开关函数的dq轴分量。由此得到两相旋转坐标系下的模型：Ld
40、iddt+Rid-sLiq+vd=edLdiqdt+Riq+sLid+vq=eqduc1dt=3SdP2C1id+3SdP2C1iq-iLduc2dt=-3SdN2C2id-3SdN2C2iq-iL其中，e表示网侧电压，i表示交流侧电流，v表示交流侧电压，下标d、q分别表示d、q分量，p代表微分算子，w位电网的角频率。2.2 复矢量建模在常规建模中，我们没有将开关频率造成的影响考虑在内，认为PWM环节为一阶惯性环节。然而在低开关频率下，其对控制系统性能的影响是很大的。在常规的建模方式下，系统变量多，各变量之间的耦合度强，所形成的矩阵复杂，分析难度大，所以我们采用复矢量建模方法。复矢量这一概念早
41、在上世纪50年代便已经提出，在上世纪末被首次运用到交流电机的数学建模中。这种数学建模的优势在于方程简单，图解便于理解，可以对系统的内部关系进行解释，同时还可以化多变量系统为单变量系统，从而便于将伯德图等经典的控制理论分析手段运用进来。本文将复矢量建模与信号流图结合，可以形象地表示出各个变量之前的耦合关系，同时将动态响应的过程可视化，帮助工程人员对电机的内部关系和动态性能有更清晰的了解。由于本章旨在进行整流器控制器设计，所以未考虑负载问题。我们将两相旋转坐标系下的模型各变量定义为复矢量形式：is=id+jiqvs=vd+jvqes=ed+jeqSP=SdP+jSqPSN=SdN+jSqN三电平电
42、压源型PWM的复矢量方程在不考虑开关频率的情况下，可以写成：sdisdt+is+jssis=(es-vs)Rvs=SPuc1+SNuc2其中，是整流器交流侧的时间常数，为L/R，e为网测电压复矢量，i为交流侧电流复矢量，v代表交流测电压复矢量，S代表开关函数复矢量。此时的系统传递函数为：Fvsrs=1Rss+1+jss但在低开关频率下，我们不能忽略开关频率对PWM的影响，所以，我们采用下式来表示PWM调制环节：ddvsdt+1+jssvs=vs其中，v*s表示电流调节环节的参考电压矢量，t表示开关频率对PWM调制影响和采样延迟带来的惯性时间，此时的系统传递函数为：Fds=Vs(s)Vs*(s)
43、=1ds+1+jsd综合Fvsr和Fd可以得到，在有开关频率影响的情况下，系统的传递函数为：Fms=FvsrsFds=1R1ss+1+jss1ds+1+jsd信号流图如图2-3所示。图2-3 存在开关频率影响时的PWM整流器的电流控制系统框图2.3 低开关频率下的PWM耦合性因为各个变量的耦合性与复矢量的虚部相关，所以，虚部的j决定系统的耦合性。根据Fm我们可以看到，在复矢量传递函数里，jwss和jwsd是两个虚部分量，这两个虚部分量是由于控制对象的自身耦合以及开关频率较低造成的PWM响应滞后带来的耦合。图2-4 电流内环开环零极点图涂3-4是在考虑开关频率的影响后，电流内环开环零极点图。其中
44、p1和p2是该系统中的两个复特征根。在开关频率高时，s远大于d，p1距离零轴较远，所以P2对PWM调制环节影响大，可以忽略开关频率的影响，而随着d逐渐增大，p1会逐渐靠近零轴，此时开关频率对系统的影响是无法被忽视的。为了进一步阐明系统耦合性和开关频率之间的关系，我们将虚部与实部的比值定义为耦合度，然后可以得到不同开关频率下的电流内环系统的耦合度关系，如图2-5所示。由图2-5可以看出，当开关频率降低后，电流内环的耦合性会急剧增加。图2-5 1KHz、2.5KHz、5KHz开关频率下的电流控制系统耦合度频率响应曲线2.4 本章小结本章首先对常规建模进行了分析，包括三相静止坐标系和两相旋转坐标下模
45、型，然后根据低开关频率不可忽视其对电流内环耦合影响的特点，进行了复矢量建模，简化了模型，方便进行控制系统设计。然后对低开关频率对电流内环耦合影响进行了分析。第3章 低开关频率下的双三电平PWM调制策略3.1 电励磁同步电机高性能调速的意义随着我国电力电气行业的发展，大功率工业传动的应用十分广泛，而电励磁同步电机是大功率工业传动中十分典型的应用。本章旨在开展电励磁同步电机的低开关频率高性能调速，这对促进节能减排的发展具有十分重要的现实意义。目前，在低开关频率下，对调制进行改良的方式主要是采取同步对称最优PWM策略，虽然这种策略能够有效降低低次谐波，但是这种策略计算量大，只能离线运算，系统动态性较
46、差。有学者提出基于自控电机优化的PWM动态调节开关脚方案，转矩的响应速度在1.5ms左右，具有良好的轨迹跟踪控制性能；有学者在此基础上进行改进，提出了基于模型预测控制的动态开关角调整方案，效果虽然很好，但是被控对象时异步电机。同时针对一些实际大功率传动系统的应用问题，有学者提出了低开关频率下的分段同步调制方式，也就是当调制度超过某一值时采用优化PWM算法，否则采取SVPWM算法，如此一来能使控制器负担降低，提高运行效率，但是该研究中对分段调制分界点没有进行明确的说明，同时对两种调制方式的平滑切换问题也未进行较为深入研究。本章选取低开关频率下的二极管钳位型三电平逆变器作为研究对象，选择分段同步调
47、制这一策略，利用前人对二重傅里叶解析分析的理论，首先确立前人研究中没有明确指出的分段同步调制的理论分界点。然后在电励磁同步电机控制系统中，引入基于模型预测的动态开关角调整法，将跟踪目标设置为定子磁链，对于磁链跟踪误差，将其转换成滚动时域内的伏-秒平衡值，从而达到动态调整开关角的目的。然后结合前人的电流控制策略研究经验，对低开关频率下的电励磁同步电机控制系统进行框图设计，并进行仿真分析。仿真分析选取50kW和1600kW的功率进行，对设计的控制方案进行验证，使其在保证谐波的输出性能的基础上，可以提高动态调速的性能，以验证低开关频率技术在大功率系统应用中具有优势的理论。3.2 分段同步调制的分界点将一个基波周期内逆变器PWM环节的输出脉冲数量设为N，那么N可以表示为： N=fsf其中，器件的开关频率用fs表示，逆变器的输出频率用f表示。随着逆变器的输出频率降低，脉冲数N会不断增加，这时候如果还是采用特定谐波消除法对PWM算法进行优化，那么开关角的求解难度会显著增大，计算量巨大，无法实现动态调整，只能离线计算。同时与SVPWM相比，这种PWM优化方式没有显著的优势，所以需要在指定的范围内采取分段调制策略。调制度用M表示，满足以下关系： M=3|Vref|Vdc=3Vs2Vdc其中，直流侧电压用Vdc表示；逆变器输出电压的实际幅值用Vs表示；参考